LTE下行時變信道參考信號映射

陳 鶴，李 峰，李兆訓

（解放軍信息工程大學 信息工程學院，河南 鄭州450002）

0 引 言

為了迎接寬帶接入技術的挑戰，同時為了滿足新型業務需求，第三代合作伙伴計劃 （3GPP）于2004年11月啟動了的最大的新技術研發項目——長期演進 （LTE）。它改進并增強了3G的空中接入技術，采用OFDM技術和MIMO技術作為其無線網絡演進的唯一標準。它改善了小區邊緣用戶的性能，并提高了小區容量和降低了系統延遲［1－2］。

支持用戶的高速移動通信是LTE標準中的一個重要需求。然而，無線信道在高速環境下的時變性將會是完成這一需求所面臨的重大挑戰。在3GPP LTE下行鏈路中，無線信道在一個正交頻分復用 （OFDM）符號傳送周期內的變化將會破壞不同子載波間的正交性，這將引起接收端的ICI，ICI將會導致嚴重的性能下降［3］。由于ICI的存在，接收端進行信道估計將是個重大的挑戰。

目前，已有一些不同的關于OFDM系統在時變環境下的信道估計方案。在文獻 ［4］中，提出了一種在移動數字視頻廣播－手持 （DBV－H）接收端進行信道估計的時域升余弦插值和一種頻域長余弦插值帶自適應滾降系數的插值方法。在文獻 ［5］中，提出了一種針對DVB－H的低復雜度的信道估計方法，該方法能過在時域和頻域分別采用信道矩陣的帶狀結構和稀疏矩陣來降低復雜度。在文獻 ［6］中，提出了一種最小均方誤差插值和時域加窗的時變信道估計方法。參考信號子載波上的ICI影響受其它參考信號子載波和數據子載波的復合影響，尤其是與參考信號子載波相鄰的幾個子載波影響最大，為此本文給出了一種適用于LTE下行時變信道估計的參考信號映射 （TVRSM）方法，此方法可以在參考信號子載波相鄰位置插入的若干個虛子載波，從而達到削弱ICI影響的目的。為方便表示，這里簡稱該方法為 TVRSM （time－varyning reference signal mapping）方法。

標識說明：在以下敘述中，E（·）表示求隨機量的數學期望；XH表示復向量X的共軛轉置，diag（X）表示對角矩陣的對角元素為向量X。

1 系統描述和信道模型

假設一個MIMO－OFDM系統，發射端有2個天線，接收端有2個天線，傳送帶寬為10MHZ，對應的資源塊（RB，一個RB由7個OFDM符號，12個子載波組成）個數為50，根據文獻 ［7］，采用由20個0.5ms下行時隙組成的幀結構1。

1.1 參考信號

參考信號，也就是常說的 “導頻”信號，是由發射端提供給接收端用于信道估計或信道探測的一種已知信號。由于LTE改變了基本傳輸方式和多址方式，原來為CDMA系統設計的參考信號無法繼續使用，需要針對OFDMA和SC－FDMA系統重新設計。

LTE下行有3種參考信號［8］：小區專用參考信號、單頻網多播/廣播 （MBSFN）參考信號、終端專用參考信號。我們進行信道估計需要用到的是小區專用參考信號。如圖1所示為小區專用參考信號在RB中時的映射，其中天線1除了發射本天線的RS外，其它天線在RB上相同位置不進行發射，以避免對其它天線進行干擾。同樣，天線2除了發射本天線的RS外，其它天線在RB上相同位置不進行發射。

圖1 3GPP LTE標準小區專用參考信號映射

1.2 信道模型

時變多徑衰弱信道可以用抽頭延時線模型來表示［9－10］

式中：τl——對應于第l個抽頭的延時。

這里采用文獻 ［11］中提出的extended vehicular A（EVA）模型，EVA模型對應的均方根延時擴展為357ns，抽頭數L＝9。對于快衰弱信道，信道在一個OFDM周期的變化比較明顯，抽頭增益的時變性主要取決于它的自相關函數［12］

式中：fD——最大多譜勒頻移，——對應hl（t）的平均功率，J0（·）——第一類零階Bessel曲線。

2 信道估計方法

設Xmk為任一下行時隙第k個子載波，第m個符號傳送的數據。在接收端對應第k個子載波，第m個符號的接收信號［13］

式中：K——總子載波數，Nmk——均值為0、方差為σN2的加性高斯白噪聲，——子載波k上的信道頻率響應，——子載波n（n＝0，1，…，K－1，n≠k）對子載波k產生的ICI增益。

我們用k1，k2，…，kP分別表示P個參考信號。通常RS的CFR增益的初始估計不考慮ICI影響，第p個參考信號 CFR 的 LS估計為［14－15］

式 （4）得到的估計只適用于低速移動環境，此時式（3）中的ICI增益Hmk，k′可以忽略。然而，在高速移動傳播條件下，隨著最大多譜勒頻移fD的增大，ICI增益也隨著變得更加嚴重，式 （4）將不再適用。

3 所提參考信號映射方案

為了減少時變環境下ICI的影響，這里給出一種新的映射方法，該方法通過插入虛子載波來保護參考信號。由于參考信號子載波上的ICI影響受其它參考信號子載波和數據子載波的復合影響，尤其是離的最近的幾個子載波影響最大，所以可以把與參考信號子載波相鄰的兩邊M個子載波換成虛子載波，設k′為虛子載波位置標號，此時

k′滿足│k′－kp│＜M（kp代表第p個參考信號子載波）。相應的M＝1和M＝2的參考信號映射如圖2和圖3所示，其中黑色部分為參考信號，灰色部分為插入的虛子載波。

將式 （4）代入式 （3）中，可得第m個OFDM符號上的導頻子載波kp的接收信號為

顯然，上式消除了2M個干擾最為嚴重的ICI增益所以通過式 （6）可以得到比式 （3）更精確的估計值。

同樣地，可以利用虛子載波在導頻相鄰位置的插入估計出ICI增益。以第m個OFDM符號上的第一個相鄰子載波kp＋1為例，由式 （4）和式 （6）可得，此子載波上的接收信號為

其 它 ICI項， …，，， …，可以通過類似的方法求得。

4 性能分析

4.1 仿真分析

為了驗證TVRSM方法與標準映射方案之間的性能差異，分別對不同速度下兩種方法的歸一化均方誤差（NMSE）性能與誤比特率 （BER）性能進行了仿真。信道采用的是EVA信道模型，信道模型參數如表1所示，仿真條件如表2所示。

表1 EVA信道模型參數

表2 LTE系統傳統估計算法仿真參數

仿真1和仿真2：圖4和圖5中分別表示了TVRSM和標準映射時分別在移動速度v＝300km/h、v＝150km/h與v＝0km/h（非時變條件下）時的NMSE性能比較。圖中，Standard表示標準映射，M＝1表示TVRSM方法中RS前后各1個虛子載波的情況，M＝2表示TVRSM方法中RS前后各2個虛子載波的情況。從圖中可知，在v＝0km/h時，TVRSM和標準映射NMSE性能差別不大，這是因為在非時變信道下，ICI不存在或可忽略，保護參考信號的虛子載波沒有發揮作用，所以其性能與標準映射時接近。隨著SNR的增大，ICI逐漸成為影響性能的主要因素，由于虛子載波能消除與導頻子載波相鄰2M個鄰近子載波的ICI干擾，所以此時所提方案性能明顯優于標準方案。而且移動速度越大，TVRSM方法的優勢越明顯。

仿真3和仿真4：圖6和圖7中分別表示了TVRSM和標準映射分別在移動速度v＝300km/h、v＝150km/h與v＝0 km/h時的BER性能比較。從圖中可知，在v＝0km/h時，TVRSM和標準映射BER性能差別不大，但由于有2M個虛子載波替換了數據子載波，造成了一定的傳輸速率損失，所以TVRSM在M＝1時和M＝2時相比于標準方案各有0.3dB和0.6dB的SNR損失。但隨著移動速度的增加，由于虛子載波對ICI的抑制作用，在高SNR區域TVRSM相比于標準映射的優勢越來越明顯。在v＝150km/h的條件下，M＝1時TVRSM在SNR＝30dB時能比標準映射時提升2.5dB左右性能，M＝2時TVRSM在SNR＝30dB時能比標準映射時提升4.5dB左右性能。在v＝300km/h的條件下，M＝1時TVRSM在SNR＝30dB時能比標準方案提升3dB左右性能，M＝2時TVRSM在SNR＝30dB時能比標準映射時提升5.5dB左右性能。

4.2 開銷分析

TVRSM方法由于插入了部分虛子載波而犧牲了少量的下行時隙的數據傳輸，有效數據傳輸能力略有所下降，在需要傳輸相同有效數據量時，其開銷必然會有所增加，但能換來在時變信道下估計性能的提升，這個代價還是值得的。顯然，M＝2時該方法比M＝1時開銷大，出于性能與開銷的折衷考慮，一般選用M＝1時的情況。

5 結束語

本文針對在時變環境下LTE下行傳輸時各參考信號之間的存在載波間干擾，嚴重影響信道估計性能的問題，給出了一種適用于LTE下行時變信道估計的參考信號映射方法，該方法通過在參考信號鄰近子載波位置上插入虛子載波來消除鄰近子載波對參考信號的載波間干擾，從而達到提高信道估計性能的目的，同時該方法又可通過一個簡單估計器來獲得ICI增益的初步估計，仿真結果與分析表明，在時變環境下該方法相比于Release 8標準映射具有更優的估計性能。

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