反激式開關(guān)穩(wěn)壓電源傳導(dǎo)干擾研究

余 凱，廖惜春

（五邑大學(xué) 信息工程學(xué)院，廣東 江門529020）

開關(guān)穩(wěn)壓電源和線性穩(wěn)壓電源相比具有體積小、重量輕、效率高、功耗少，穩(wěn)壓范圍寬等優(yōu)點，已廣泛地運用于電子系統(tǒng)領(lǐng)域。但是開關(guān)穩(wěn)壓電源在工作過程中內(nèi)部會產(chǎn)生浪涌電流和尖峰電壓形成干擾源，通過傳導(dǎo)后會對電網(wǎng)產(chǎn)生干擾，并影響同一電網(wǎng)中其他電子設(shè)備的正常工作。同時，世界各國都相應(yīng)制定了自己的EMC標(biāo)準(zhǔn)。比較著名的有國際電工委員會的IEC61000及CISPR系列標(biāo)準(zhǔn)、美國聯(lián)邦通信委的FCC系列標(biāo)準(zhǔn)、歐洲共同體的EN系列標(biāo)準(zhǔn)，隨著國際電磁兼容法規(guī)的日益嚴格，產(chǎn)品的電磁兼容（EMC）性能越來越受到重視，對EMC的要求越來越嚴格。所謂EMC是指設(shè)備或系統(tǒng)在其電磁環(huán)境中符合要求運行并不對該環(huán)境中的任何設(shè)備產(chǎn)生不能承受的電磁干擾能力。

本文以反激式開關(guān)電源為研究對象，利用電容、電感、變壓器、MOSFET、功率二極管的高頻模型組建了仿真電路，用pspice軟件［1，2］對電路進行了仿真，并對傳導(dǎo)EMI產(chǎn)生的原因、過程進行了分析。

1 傳導(dǎo)干擾分析及元器件的高頻模型

1.1 傳導(dǎo)EMI產(chǎn)生機理

為了對開關(guān)電源傳導(dǎo)EMI進行研究，考慮到硬件選擇和設(shè)計中傳導(dǎo)EMI的復(fù)雜性，本文以單端反激式開關(guān)電源為研究對象。通常根據(jù)傳導(dǎo)耦合方式的不同，可以將電磁干擾分為差模（DM）和共模（CM）［3－5］。共模電流（ICM）的特征是以幅度相同、相位相同，往返于任一AC線（L，N）與零線之間的噪聲電流。差模電流（IDM）的特征是往返于相線與中線之間且相位相反的噪聲電流。

圖1所示是反激式開關(guān)電源傳導(dǎo)干擾的模型。交流電壓通過開關(guān)電少源中的整流濾波電路，輸出穩(wěn)定的直流電壓。在傳輸?shù)倪^程中變壓器T中會產(chǎn)生漏感，輸出二極管VD5的反向恢復(fù)電流會產(chǎn)生尖峰造成電磁干擾。開關(guān)電源的電磁干擾主要來自以下兩個方面：

圖1 反激式開關(guān)電源傳導(dǎo)干擾路徑模型

（1）開關(guān)電源主要由變壓器和開關(guān)管組成，即圖1中的變壓器T和開關(guān)管PM。變壓器在開關(guān)管PM導(dǎo)通、關(guān)斷時產(chǎn)生尖峰脈沖，脈沖的頻帶寬，諧波豐富。這是由于在開關(guān)管導(dǎo)通的瞬間，會有很大的浪涌電流產(chǎn)生在變壓器的一次側(cè)線圈，形成浪涌尖峰電壓造成干擾；在開關(guān)管截止瞬間，由于一次側(cè)線圈產(chǎn)生漏磁通，使能量不完全傳輸?shù)蕉蝹?cè)線圈，因而產(chǎn)生反向電勢疊加在關(guān)斷電壓上，形成關(guān)斷電壓尖峰，同時，開關(guān)電源中的電壓中斷還會造成電流瞬變對變壓器一次側(cè)線圈產(chǎn)生影響，讓電磁干擾返回到配電系統(tǒng)中，對設(shè)備安全運行造成影響。

（2）開關(guān)電源的整流電路如圖1中的VD1～VD4。當(dāng)輸出整流二極管截止時會產(chǎn)生一個反向電流，硬恢復(fù)特性二極管是能將反向電流迅速恢復(fù)到零的二極管，此二極管在變壓器產(chǎn)生漏感和其他分布參數(shù)的干擾下會造成很強的高頻干擾（幾十兆）。當(dāng)開關(guān)電源中的整流二極管正向?qū)ǖ臅r候會流過較大的正向電流，當(dāng)其反向截止的時候，電流會反向流動，這是由于PN結(jié)中會有很多載流子積累，在載流子消失之前，其反向恢復(fù)電流急劇減少而發(fā)生很大的電流變化（di/dt）。

1.2 反激式開關(guān)電源關(guān)鍵元器件的高頻模型

開關(guān)電源中的元器件在低頻段的時候可以用電路網(wǎng)絡(luò)來描述其耦合通道，但是隨著研究的頻帶越來越寬，元器件的雜散參數(shù)對耦合的通道性能影響很大，電磁干擾的通道中會產(chǎn)生分布電容，各元器件的頻率特性也發(fā)生了相當(dāng)大的變化。因此在設(shè)計開關(guān)電源的時候要充分考慮各元器件的高頻工作特性。

1.2.1 MOSFET的高頻模型

圖2所示為MOSFET在PSPICE中的等效模型［8］。其中RG為門極電阻，DR為漏極電阻，RB為源極電阻，Cgd為柵極－源電容，Cgs為漏－源電容。

圖2 MOSFET的高頻模型

MOSFET作為開關(guān)器件，工作時由于開關(guān)管的存儲時間、輸出級的大電流、開關(guān)整流二極管的反向恢復(fù)時間等，會造成電路回路的瞬間短路，從而產(chǎn)生很大的短路電流。該MOSFET電路模型考慮了場效應(yīng)管的直流特性，電荷存儲效應(yīng)以及并聯(lián)二極管。本文將以此模型為依據(jù)進行反激式開關(guān)電源建模，并進行原理圖級的仿真，得到原理上的一些改進措施建議。

1.2.2 變壓器的高頻模型

圖3所示為變壓器的高頻仿真模型。LP為初級線圈的泄露電感，TX為理想線性變壓器。變壓器的寄生元件是繞組電容C，開關(guān)電源中變壓器主要由一個理想變壓器、耦合電容、漏電感及繞線電阻組成，功能是完成電壓的變換、電氣隔離和能量存儲。變壓器在工作時如果電容濾波的容量不足或者是高頻特性不好，電容高頻阻抗會使電流以差模方式傳導(dǎo)到交流電源形成傳導(dǎo)干擾。變壓器性能的一個重要參數(shù)就是漏電感。MOSFET從導(dǎo)通轉(zhuǎn)向截止時，變壓器中的漏電感LP會產(chǎn)生一個疊加在關(guān)斷電壓上的反電勢造成開關(guān)電壓尖峰，漏電感和電路中的寄生電容會形成一個諧振電路，當(dāng)連續(xù)脈沖電流通過變壓器時將產(chǎn)生振蕩，形成傳導(dǎo)干擾。

圖3 變壓器仿真模型

變壓器的仿真模型建立是個很復(fù)雜的過程，本次仿真中利用了線性變壓器，再串聯(lián)電感和電阻模擬實際變壓器的漏電感和繞線電阻。

2 抑制開關(guān)電源傳導(dǎo)干擾的措施

反激式開關(guān)電源中，常用的抑制傳導(dǎo)措施有如下幾種：

（1）根據(jù)差模干擾的原理，在整流后加π型濾波器［6，7］、輸入級加X電容。如圖4所示的 Cx1和 Cx2其取值范圍為0.1～1μF。

圖4 π型濾波電路

圖4π型濾波電路中的Ldm為一個高阻抗的大電感，串聯(lián)在電路中，之所以使用此類型電感是因為開關(guān)穩(wěn)壓電源頻率諧波噪聲源阻抗為低阻抗。電網(wǎng)中零線與火線相連為低阻抗，所以輸入端的濾波器也是串聯(lián)大電感Ldm。在濾波器輸入端口并接電容Cx1可以進一步地抑制差模噪聲，其阻抗要求遠低于諧振頻率ω0C0，即?ωC。開關(guān)電源中的諧波噪聲源阻抗00為高阻抗，因此濾波器中的輸入端應(yīng)接入一個大電容Cx2，該電容為低阻抗型，也要求?ωC，其完整電00路如圖4所示。

（2）根據(jù)共模干擾的原理：輸入級加共模扼流圈、Y電容、前后級跨電容。如圖5所示，由于變壓器T的諧振、開關(guān)管PM中MOS管的振蕩，造成諧波的成分非常復(fù)雜，在當(dāng)前的工程實例中，通常會抑制30 MHz以下頻率噪聲。然而電網(wǎng)中含有大量的電流諧波分量，其脈沖型的電流波會讓電源的輸入功率因數(shù)降到很低。針對此現(xiàn)象工程上通常會使用一個扼流圈Lom，將其接入到電網(wǎng)和整流橋之間，通過此方法來抑制其高次諧波，達到很好地抑制效果。共模扼流圈的結(jié)構(gòu)是由一個磁環(huán)的上下兩個半環(huán)分別繞匝數(shù)相同方向相反的線圈構(gòu)成，當(dāng)共模干擾出現(xiàn)的時候，其總電感值會迅速增大從而會形成很大的感抗來抑制共模干擾。圖5中共模扼流圈Lom的等效電感為L，與Cb組成低通濾波器。Cb容量范圍為2 200 pF～0.033μF，電阻R的作用是消除在濾波器中可能會出現(xiàn)的靜電積累。輸入端為電源端，電網(wǎng)作為輸出端。

圖5 共模干擾濾波電路

其傳遞函數(shù)為

幅值為

相位為

截止頻率為

在低頻段

在高頻段

可見ω0以上的高次諧波都能通過濾波電路濾除，達到很好的濾波效果。而在開關(guān)穩(wěn)壓電源中，扼流圈L在工作時會呈現(xiàn)比較低的阻抗，同時對電網(wǎng)頻率中的差模電流呈現(xiàn)低阻抗的效果也很明顯，因此其對電網(wǎng)的壓降會很低；但對電源會產(chǎn)生一個高頻的共模噪聲，其等效阻抗較高。因此可以選擇合理的插入損耗，從而使抑制共模干擾的效果達到最佳。

3 仿真結(jié)果

本文以一個100～400 VDC輸入，5 V/4 A輸出，工作于80 kHz下的反激式開關(guān)電源為例進行研究。并以UC3842為關(guān)鍵的PWM控制器，PCB平面式變壓器為設(shè)計的關(guān)鍵變換器件。其中變壓器關(guān)鍵參數(shù)為：

輸入電壓：100～400 VDC；輸出：5 V/4 A；工作頻率：80 kHz；初級線圈匝數(shù)：54，直流銅阻4Ω；次級線圈匝數(shù)：4，線厚70μm，直流銅阻60 mΩ；變壓器型號：FEE18，氣隙：0.9 mm。其原理圖如圖6。由此得到簡化原理圖如圖7。

由于采用原始的PWM控制器仿真，需要時間過長。而對于固定輸入和固定負載情況下，控制器只工作于某一對應(yīng)的工作點，而不會頻繁調(diào)整于整個工作點范圍。故本處采用簡化的模型來代替某個工作點，并對此進行仿真分析，查看其工作情況，提高仿真速率。

（1）對于抑制差模干擾，采用整流后加π型濾波器、輸入級加X電容的措施，仿真效果如圖8。

圖8是加π型濾器與不加時的頻譜圖?？梢钥吹?，在低頻階段，相差不大，但是越往高頻，加濾波器的效果越好。所以，在整流后加入有效的π型濾波器，對于抑制傳導(dǎo)干擾，也是一種有效的措施。

（2）對于抑制共模干擾，采用輸入級加共模扼流圈、Y電容、前后級跨電容。采用加共模扼流圈的仿真圖如圖9。

圖6 開關(guān)電源的原理圖

圖7 開關(guān)電源簡化理圖

圖8 抑制差模干擾仿真圖

圖9 抑制共模干擾仿真圖

從圖9來看，參數(shù)不是很理想，效果不是很明顯，但在放大的頻譜圖中，還是可以看到加入扼流圈后，頻譜會低一些。而在實際應(yīng)用中，這個措施的效果還是比較顯著。共模扼流圈應(yīng)選用磁導(dǎo)率高、高頻性能好的磁芯。采用輸入級加Y電容和π型濾波器效果仿真圖如圖10。

圖10 加入Y電容與不加對比圖

圖10中，虛線為不加Y電容，實線為圖8中加入4.7μF的Y電容效果?？梢钥吹?，加入4.7μF的Y電容后，效果非常明顯。當(dāng)然，由于實際的電容與理想電容還是有較大區(qū)別，因此，實際中不可能濾波效果如此好。但總的濾波趨勢是這樣的。

采用加入前后級跨電容的仿真圖如圖11。

圖11中，分別表示圖8中加入前后級地間跨入1μF的Y電容和不跨Y電容時的頻譜效果?？梢钥吹綀D8中電路前后級跨入Y電容后，幅度整體下降了一個量級。低頻高頻都有不同程度的降低。

圖11 前后級間跨接電容與不加對比圖

4 結(jié) 論

本文研究了基于反激式開關(guān)電源傳導(dǎo)干擾的抑制，包括對差模和共模干擾具體元器件對干擾抑制的效果進行了仿真研究。包括π濾波器，輸入x電容，共模扼流圈等。結(jié)果表明，上述技術(shù)明顯提高了開關(guān)穩(wěn)壓電源的抗干擾性能，使電磁干擾的抑制技術(shù)得到進一步優(yōu)化。將傳導(dǎo)干擾抑制在標(biāo)準(zhǔn)限制范圍的改進措施，整改后可讓傳導(dǎo)干擾強度從100μV降到200 nV并通過認證。在實際工程中應(yīng)該全面考慮開關(guān)電源的各種電磁干擾，選用多種抑制電磁干擾的方法加以綜合利用，使電磁干擾降到最低，從而提高產(chǎn)品的質(zhì)量與可靠性。本文只是給出了反激式開關(guān)電源傳導(dǎo)干擾抑制一些辦法及分析手段，與實際產(chǎn)品還有一定差別。其中一個重要的因素，就是仿真分析的準(zhǔn)確度，受限于模型的精度。精確的模型建立，需要以精確的實際測試數(shù)據(jù)為依據(jù)。這是實際工作中，需要特別注意的地方。

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