單相LCL并網(wǎng)逆變器雙電流閉環(huán)控制仿真研究

王 東，薛士龍，宗艷玲

（上海海事大學(xué) 物流工程學(xué)院，上海201306）

0 引 言

進(jìn)入21世紀(jì)，開發(fā)新能源和發(fā)展可再生能源，實(shí)現(xiàn)經(jīng)濟(jì)可持續(xù)發(fā)展，已成為人類社會(huì)的共識(shí)。逆變器是光伏系統(tǒng)的核心，同時(shí)也是其它新能源如風(fēng)能開發(fā)技術(shù)的關(guān)鍵所在，因此研究逆變器的并網(wǎng)控制具有重大意義和重要的應(yīng)用前景。入網(wǎng)電流的總諧波失真（total harmonic distortion，THD）和并網(wǎng)發(fā)電功率因數(shù)（power factor，PF）是衡量并網(wǎng)發(fā)電電能質(zhì)量的2項(xiàng)重要指標(biāo)。因此，常用濾波器來(lái)濾除并網(wǎng)逆變器輸出中包含的高頻PWM諧波，以滿足諧波標(biāo)準(zhǔn)［2］。

目前，太陽(yáng)能發(fā)電逐漸向大功率方向發(fā)展，風(fēng)能發(fā)電更是出現(xiàn)了兆瓦級(jí)以上的容量，采用較低的開關(guān)頻率，傳統(tǒng)的L濾波已經(jīng)不能滿足要求，很多專家學(xué)者提出了LCL濾波技術(shù)。LCL濾波器對(duì)高頻分量呈高阻抗特性，對(duì)高頻諧波電流可起到很大的衰減作用［3］，選取較小的電感值就能實(shí)現(xiàn)較好的濾波效果，且系統(tǒng)動(dòng)態(tài)性能好［3］。

但是LCL濾波器是一個(gè)三階系統(tǒng)，易引起輸出振蕩；對(duì)并網(wǎng)逆變器電流控制的設(shè)計(jì)有更高要求。本文采用并網(wǎng)電流和電容電流雙閉環(huán)的控制策略，既可減少諧振，又能保證高的并網(wǎng)電流功率因數(shù)。

1 濾波器參數(shù)設(shè)計(jì)

采用LCL濾波器的單相光伏并網(wǎng)逆變器主電路結(jié)構(gòu)如圖1所示，其中Ud為直流側(cè)輸入電壓，S1－S4為IGBT功率開關(guān)管，Ui（s）為未經(jīng)濾波的逆變器輸出電壓，i1為逆變器輸出電流，ic為電容支路電流，i2為并網(wǎng)電流，逆變橋采用單極性SPWM技術(shù)進(jìn)行控制。當(dāng)開關(guān)頻率遠(yuǎn)高于輸出濾波器的截止頻率時(shí)，逆變橋可等效為比例環(huán)節(jié)KPWM。忽略濾波電感的電阻和電容的寄生電阻。

圖1 單相LCL并網(wǎng)逆變器主電路

本文先建立一個(gè)3 kW/220 V的單相并網(wǎng)逆變器模型。開關(guān)頻率設(shè)定為16 kHz，直流側(cè)電壓取為350 V，輸出頻率為50 Hz，根據(jù)電流紋波計(jì)算L1＋L2，在低頻時(shí)LCL濾波器可簡(jiǎn)化成電感值L為的單電感濾波器，故可用單電感L近似計(jì)算L1＋L2的值［4］。

式中，D（t）為占空比，fc為開關(guān)頻率。由于開關(guān)頻率遠(yuǎn)大于工頻頻率，可得：

代入數(shù)值可得：

實(shí)際取L＝2.4 mH，不同文獻(xiàn)對(duì)L2/L1取值不同，本文選擇L1＝2 mH，L2＝0.4 mH。

電容參數(shù)受系統(tǒng)容量的限制。電容值的增加會(huì)降低系統(tǒng)的功率因數(shù)，通常在選擇電容參數(shù)時(shí)，電容參數(shù)對(duì)系統(tǒng)功率容量的影響要小于10%。本文取為5%。

代入數(shù)值得：C＝9.87μF，本文取C＝10μF。

2 電流雙閉環(huán)控制

2.1 控制方案分析

如果對(duì)LCL并網(wǎng)逆變器采用并網(wǎng)電流直接控制，其控制框圖如圖2所示。

圖2 i2直接閉環(huán)控制框圖

由圖2可得并網(wǎng)電流i2與PI控制器輸出I（s）的傳遞函數(shù)為：

代入?yún)?shù)可得：

加入電容電流閉環(huán)控制，系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖如圖3所示：

圖3 并網(wǎng)電流和電容電流雙閉環(huán)控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖

由圖3可得并網(wǎng)電流i2與PI控制器輸出I（s）的傳遞函數(shù)為：

令K＝1，代入?yún)?shù)可得到：

分別畫出式（10）和式（12）的幅頻特性曲線，如圖4所示。

圖4 幅頻特性曲線

由圖4可以很明顯看出，加入了電容電流內(nèi)環(huán)控制后，諧振尖峰得到了很好的抑制。可見，采用電容電流內(nèi)環(huán)可以增加系統(tǒng)阻尼，從而抑制諧振尖峰，增強(qiáng)系統(tǒng)穩(wěn)定性。

2.2 控制參數(shù)計(jì)算

由圖3可以得到電容電流內(nèi)環(huán)的傳遞函數(shù)為：

由此，得出入網(wǎng)電流的開環(huán)傳遞函數(shù)特征方程阻尼系數(shù)為：

工程中通常為了兼顧系統(tǒng)的阻尼和動(dòng)態(tài)特性，一般取ζ＝0.707。將L1，L2，C，KPWM的值代入上式可得到k＝0.14。

本文中外環(huán)控制采用PI控制器，PI控制器的參數(shù)工程整定法比較多，本文采用振蕩指標(biāo)法。

文獻(xiàn)［6］中詳細(xì)介紹分析了這種PI參數(shù)整定方法。本文根據(jù)文獻(xiàn)［6］中的方法計(jì)算得到PI的參數(shù)為：KP＝0.5，Ki＝1 200。

由于電網(wǎng)電壓并不是固定不變的，所以為了克服電網(wǎng)電壓擾動(dòng)對(duì)LCL濾波器的影響，增加了電網(wǎng)電壓的前饋環(huán)節(jié)，根據(jù)文獻(xiàn)［6］的方法，設(shè)定了電網(wǎng)電壓前饋函數(shù)Gn＝1/KPWM。這樣可大大減小電網(wǎng)電壓變化對(duì)入網(wǎng)電流的干擾。

3 系統(tǒng)仿真分析

為了驗(yàn)證理論分析的正確性和電流雙閉環(huán)控制系統(tǒng)的穩(wěn)定性及動(dòng)態(tài)性能，在 Matlab R2008/Simulink仿真環(huán)境下進(jìn)行了仿真。根據(jù)前面算出的系統(tǒng)參數(shù)，搭建的仿真模型如圖5。

圖5 逆變器電流雙閉環(huán)控制仿真模型

仿真中，輸入電壓為350 V，開關(guān)頻率設(shè)定為16 kHz，SPWM調(diào)制比設(shè)定為0.8，參考電流為逆變器額定輸出電流19.3 A，圖6為電網(wǎng)電壓與并網(wǎng)電流放大10倍的波形。

圖6 電網(wǎng)電壓與并網(wǎng)電流仿真波形

由圖6可以看出，使用雙閉環(huán)電流控制能控制輸出電流跟蹤電網(wǎng)電壓，實(shí)現(xiàn)了輸出電流和電網(wǎng)電壓的同頻同相，接近單位功率因數(shù)并網(wǎng)。從仿真波形還可以看出，通過濾波器濾波的并網(wǎng)電流諧波含量顯著減小，LCL濾波器的效果很好。圖7對(duì)并網(wǎng)電流前五個(gè)周期的仿真波形進(jìn)行傅立葉分析，THD＝0.69%，仿真效果比較好。

圖7 并網(wǎng)電流的FFT分析

為了觀察系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)響應(yīng)特性，對(duì)逆變器由滿載到半載的突變進(jìn)行動(dòng)態(tài)仿真，其仿真波形如圖8所示。

圖8 逆變器工作從滿載到半載的動(dòng)態(tài)仿真波形

圖8（a）中的波形顯示了逆變器正常工作時(shí)，負(fù)載發(fā)生突變后，系統(tǒng)能夠恢復(fù)穩(wěn)定運(yùn)行；圖8（b）的放大波形顯示：在0.055 s時(shí)刻負(fù)載發(fā)生突變，0.057 s時(shí)刻逆變器在半載情況下穩(wěn)定運(yùn)行。系統(tǒng)在負(fù)載突變時(shí)的過渡時(shí)間為0.002 s，為0.1個(gè)周期的時(shí)間，可見系統(tǒng)具有較好的穩(wěn)定性。

4 結(jié) 論

LCL濾波器是一個(gè)三階振蕩系統(tǒng)，采用并網(wǎng)電流直接閉環(huán)控制存在諧振尖峰，易造成系統(tǒng)的不穩(wěn)定。本文采用了并網(wǎng)電流和電容電流的雙閉環(huán)控制，加入電網(wǎng)電壓前饋控制的控制策略。通過3 kW逆變器的設(shè)計(jì)和仿真驗(yàn)證，該控制策略可以有效地抑制諧振，提高系統(tǒng)穩(wěn)定性，系統(tǒng)具有優(yōu)良的動(dòng)靜態(tài)性能。仿真結(jié)果還表明并網(wǎng)電流的諧波總量小于5%，達(dá)到并網(wǎng)電流標(biāo)準(zhǔn)要求。因此，電流雙閉環(huán)控制方案是可行的。

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