基于NCP1654的高功率因數電源的設計

汪定華

（中國電子科技集團第四十一研究所，安徽 蚌埠233006）

0 引 言

隨著電力電子技術的發展，各種整流器和帶有整流器的電力電子裝置在各行各業中大量應用。這種采用橋式整流和大電容濾波的電路系統［1］，輸入電網電流是上升和下降很陡的窄脈沖，電流波形發生嚴重畸變，電流諧波含量較高。這些電流脈沖的峰值很高，消耗功率并且產生更多的RFI/EMI問題。因此研制出諧波含量低，功率因數高，并具有較好穩壓效果的PFC裝置具有很重要的意義。

1 升壓型APFC工作原理

為了補償由電力電子設備帶來的無功和諧波問題，有許多方法被提出，概括起來可分為無源補償和有源補償兩種方案［2］。無源補償的基本原理是利用電容提供的超前無功電流補償電網的滯后無功電流，利用電感、電容構成的各次諧波濾波器，吸收除基波頻率以外的諧波。無源濾波器原理簡單，但是其電容器對無功的補償是固定的，對負載變化的適應性差，濾波器的體積和質量都相當大。并且容易和系統發生諧振，使得濾波器過載甚至燒毀，其功率因數只能達到0.7～0.8。有源補償是采用功率開關器件和PWM控制技術，通過一定的控制策略使電網輸入端的電流波形逼近正弦波，并使其與輸人的電網電壓同相位。這種方法控制電路較為復雜，但可得到較高的功率因數，總諧波畸變較小，輸出電壓較為穩定。

1.1 APFC工作模式

升壓轉換器是APFC應用中最常見的拓撲，即Boost變換電路。其電路結構簡單，實現成本低，輸入側的儲能電感能減小輸入電流紋波，電路輸出側有濾波電容可以減小輸出電壓紋波，對負載呈現電壓源特性。

根據電感電流是否連續，APFC電路分為連續導通模式（CCM）、不連續導電模式（DCM）和臨界導電模式（CRM）。其中CCM模式由于電感電流連續、紋波小、電磁干擾小和開關管電流應力小等特點，適用于功率較大的應用場合，但其需要比較大的PFC電感；DCM模式開關損耗較小，因為電流在下一個開關周期到來之前降為零；CRM模式在下一個周期開始之前電感電流將衰減為零，而且頻率隨著線路電壓和負載的變化而變化。其主要優點是電流環路是穩定的，而且不需要斜坡電壓補償［3］。

1.2 APFC工作原理

APFC工作原理框圖如圖1所示，基本原理如下：單相交流電經過橋式整流后得到100 Hz/120 Hz的單相雙半波正弦電壓信號，然后對全波直流電壓進行Boost變換。整流橋輸出電壓的檢測信號和電壓誤差放大器輸出信號的乘積產生基準電流信號，此基準電流信號與電感電流采樣信號經電流誤差放大器比較放大后輸出，然后與鋸齒波比較，輸出PWM信號驅動開關管。當開關管S導通，二極管D反向截止，輸入電壓通過整流橋后加在輸入電感L上，電感電流上升，上升速度與輸入電壓成正比；當開關管S截止，D導通，電感L通過二極管給電容C充電［4］。

電路采用雙閉環控制方式，電流環作為內環，以乘法器的輸出作為參考，直接控制升壓電感的平均電流。電壓環作為外環，可實現輸出電壓的穩定。通過專用芯片控制開關管驅動脈沖，使輸入電流平均值自動跟蹤全波直流電壓，且保持輸出電壓穩定，從而實現恒壓輸出和提高功率因數的目的。本文將對基于安森美NCP1654的PFC電源的應用進行詳細的分析和設計。

2 電路設計及參數計算

2.1 NCP1654芯片介紹

NCP1654采用平均電流模式控制，電路設計元件少，低啟動電流，柵極驅動電流達到1.5 A，此芯片有三種開關頻率可選（65/133/200 kHz），考慮到 EMC 問題，本設計選用65 kHz芯片。同時芯片具有軟啟動，過電壓保護，欠電壓保護和過功率保護等功能。

圖1 APFC工作原理框圖

2.2 主電路設計

設計的主要指標參數：交流輸入電壓為85～265 V，電網頻率47～63 Hz，直流輸出電壓為385 V，輸出功率600 W，功率因數大于0.99，變換器效率高于90%。采用NCP1654的PFC電源應用電路如圖2所示。

圖2 NCP1654應用電路

2.3 主要器件參數選擇及計算

2.3.1 開關管的選擇

電源最大輸出電壓為400 V，開關管最大實際漏源電流約為12 A，但實際電壓和電流有尖峰脈沖，電壓和電流取值要留一定余量。為了減小開關損耗和導電損耗，要選擇低柵極電荷、輸入電容小和Rds（on）小的MOSFET管。本文選擇SPP20N60C3開關管，其最大耐壓為650 V，最大導通電流為20 A，Rds＝0.19Ω，Ciss＝3000 pF。

2.3.2 續流二極管的選擇

PFC升壓電路采用Boost拓撲結構，因此續流二極管的選取非常重要。因為電路中輸出電容較大，續流二極管應能承受電感的最大峰值電流、輸出電壓的最大反向電壓，并且反向恢復時間要盡量的短，時間長則開關損耗大。本文選擇MUR1660，其最大正向電流為16 A，反向耐壓為600 V，反向恢復時間最大60 ns。

2.3.3 輸出電容計算

輸出電容的設計要考慮三個因素：輸出電壓紋波、電流紋波和保持時間。計算公式如下：

式中，th為最大交流電周期（21.3 ms），輸出電壓最小值為330 V。通過計算取輸出電容值為680μF。

2.3.4 電流檢測電阻的計算

電流信號通過一個電阻（圖2中R15，此處選擇0.1Ω）得到一個負電壓，再連接一個電流檢測電阻（圖2中R7）到芯片的3腳。檢測電阻計算公式如下：

因為實際電感電流尖峰值要比計算峰值要高，本設計選擇R7為8.7 kΩ。

2.3.5 PFC電感計算及設計

理論上，要保證電流連續，電感值越大越好，只要保證磁芯不飽和就可以，但是電感量大，繞制電感的磁芯體積就越大。在此保證電流滿足要求的情況下設計電感，電感線圈峰值電流計算公式如下：

電感線圈有效值電流計算公式如下：

電感計算公式如下：

式中：I%為最大峰峰電流值與峰值最大電流值得比例（典型值取25%～45%，本設計取25%）；fs為開關頻率（65 kHz）；η為電源效率，取0.9。

通過計算，取電感值為300μH。電感設計采用AP法設計，公式如下：

式中：I＝Ipk（max）×（1＋0.1），即電感電流有效值加紋波電流值；Bw為磁芯工作磁感應強度；K0為窗口使用系數；J為電流密度；

在本設計中，I＝12.2 A，Bw＝0.25 T，K0＝0.75，J＝600，計算得 AP＝3.97 cm4。根據 AP值選擇磁芯，本文選擇PQ4040，其Aw＝2.25 cm2，Ae＝2.01 cm2，AP＝4.52＞3.97，滿足設計要求。選擇繞線為AWG＃16，其直徑為1.37 mm，加絕緣外皮Ax＝2.01 cm2。所需匝數計算公式如下：

式中：Aw為磁芯窗口面積；S1為可用窗口面積/窗口面積，此處S1取0.8；S2為n匝繞線之面積/可用窗口面積，取0.75。通過計算得N＝91.8，取N＝92匝。電感氣隙計算公式為：

通過計算得Ig＝2.3 mm。

3 測試結果與分析

圖3和圖4是樣機在輸入低壓和高壓情況下帶滿載情況下的電壓、電流波形。從圖中可以看出，在低輸入電壓情況下，電流波形跟蹤電壓波形很好，功率因數都大于0.99。在高輸入電壓情況下，電流波形跟蹤電壓波形稍差一點，電流失真度變大了。

圖3 Ui＝85 V，Uo＝384.2 V，PF＝0.999，THD＝4.6%

圖4 Ui＝230V，Uo＝384.8V，PF＝0.992，THD＝8.5%

當電源的輸入交流電壓和負載電流在比較寬的范圍內變化時，電源的輸出電壓能夠保持較高的穩定性。利用NCP1654設計的開關電源具有外圍電路簡單、體積小、成本低廉、可靠性高的優點，是帶PFC開關電源的一種比較理想的設計方案。

［1］ 陳 福，王 武，蔡逢煌.基于雙Boost拓撲結構的PFC策略研究［J］.通信電源技術，2011，28（3）：18－20.

［2］ 王兆安，楊 軍，劉進軍.諧波抑制和無功功率補償［M］.北京：機械工業出版社，1998.

［3］ ON Semiconductor.Power Factor Correction（PFC）Handbook［Z］.2009.

［4］ Abraham I.Pressman，Keith Bollings，Taylor Morey著，王志強，肖文勛，虞 龍，等譯.開關電源設計（第三版）［M］.北京：電子工業出版社，2010.