基于滯環電流控制的串聯型雙Buck逆變器

李陸軍，呂 青，姚國順

（1.空軍預警學院研究生管理大隊，湖北 武漢430019；2.空軍預警學院，湖北 武漢430019）

隨著煤炭、石油和天然氣等化石燃料的迅速消耗，以及由此帶來的能源危機與環境污染日益加劇，近年來世界各國都在積極尋找新的可再生能源。在各種可再生能源中，風能和太陽能的利用最為廣泛［1］。為了將這些能源有效地利用起來，逆變器是一個重要的環節。

橋式逆變器結構中，同一橋臂的驅動信號之間需加入死區，這一方面造成輸出電壓波形畸變；另一方面開關頻率不能太高，使濾波電感和濾波電容都比較大，系統動態性能較差。采用雙Buck半橋逆變電路能夠解決此問題。其控制方法有SPWM和滯環電流控制方式等，由于Buck電路在負載較小時有可能工作在電流斷續模式，造成輸出電壓波形畸變，所以在SPWM控制方式中需加入額外偏置電流信號，使濾波電感中始終有環流流過，系統效率較低。而采用無偏置電流半周期滯環電流控制方式能較理想地實現兩個電感電流自然切換和半周運行［2］。

文中構造了串聯型雙Buck逆變器模型，提出了控制策略，通過電流內環控制兩個串聯雙Buck逆變器的電感電流。電壓外環用來調節逆變器最終的輸出電壓。本文分析了逆變器的工作原理及控制策略，進行了參數設計和仿真研究。

1 模型結構

圖1給出了串聯型雙Buck逆變器的主電路，它由兩個雙Buck逆變器串聯組成。光伏面板輸出電壓和風機整流輸出電壓分別作為兩個雙Buck結構的輸入電壓源。C1和C2、C3和C4是兩對等值大電容，分別用來平分兩個輸入電壓UIN1和UIN2。

圖1 串聯型雙Buck逆變器主電路

2 工作原理

iref為參考電壓Uref與輸出電壓反饋Uof之差經PI調節后產生的電流參考值。穩態工作情況下，參考電流iref在正半周時S1和S4工作，參考電流iref在負半周時S2和S3工作。因為逆變器1和逆變器2的工作原理相同，現以單個逆變器1為例分析滯環控制工作過程。主要波形如圖2所示，其中Δ＝2h為滯環寬度，Uds1和Uds2分別是開關管S1和S2的漏源極間電壓。

為方便分析，做如下假設：

（1）所有開關管和二極管都是理想的；

（2）所有電感和電容都是理想的；

（3）在一個開關周期內逆變器1的輸出電壓Uo1為恒值；

（4）輸入電壓UIN1大于輸出電壓最大值的兩倍；

（5）Lf1＝Lf2＝L。

圖2 單個逆變器主要工作波形

在每個周期內有四種開關狀態，如圖3所示。

2.1 iref＞0

這期間內S2一直關斷，iL2恒為0，Lf2上電壓也為0，所以Uds2為（UIN1/2＋Uo1），D2上的電壓為（UIN1/2－Uo1）。S1工作在高頻狀態。

（1）狀態1：如圖3（a）所示，當濾波電感Lf1的反饋電流if1＜iref－h時，S1開通，iL1線性增加。這期間

（2）狀態2：如圖3（b）所示，當濾波電感Lf1的反饋電流if1＞iref＋h時，S1關斷，D1導通續流，iL1線性減小。這期間

由式（1）、（2）得

其中d1是S1的占空比。

2.2 iref＜0

這半個周期內，S1一直關斷，iL1恒為0，Lf1上電壓也為0，所以Uds1為（UIN1/2－Uo1），D1上的電壓為（UIN1/2＋Uo1）。S2工作在高頻狀態。

（1）狀態3：如圖3（c）所示，當濾波電感Lf2的反饋電流if2＞iref＋h時，S2開通，iL2反向線性增加。這期間

（2）狀態4：如圖3（d）所示，當濾波電感Lf2的反饋電流if2＜iref－h時，S2關斷，D2導通續流，iL2反向線性減小。這期間

由式（4）、（5）得

其中d2是S2的占空比。

圖3 單個逆變器四種工作狀態

3 控制策略

圖4（a）所示為滯環電流控制原理，KP和KI分別是外環輸出電壓調節器的比例系數和積分系數，其中KP取值為6，KI取值為54 000。iref是輸出電壓采樣Uof與參考電壓Uref相比較后經PI調節器產生的參考電流。Uc是iref經過零比較后產生的方波，iref為正時Uc是高電平，iref為負時Uc是低電平，它用來控制四個開關管，使參考電流iref在正半周時S2和S3一直關斷，S1和S4正常工作；iref在負半周時S1和S4一直關斷，S2和S3正常工作。

圖4（b）所示是串聯型雙Buck逆變器的系統控制框圖。其中，K1是濾波電感電流的反饋系數，K2是系統輸出電壓的反饋系數，K1取值為0.2，K2取值為0.03。Go1（s）和Go2（s）分別是兩個逆變器單元的輸出阻抗傳遞函數。頻率較高時系統框圖中的滯環控制電流環可以等效成放大倍數為1/K1的增益環節［3］。

圖4 控制策略

4 參數設計

逆變器1和2具有相同的設計思路，并且各項參數也相同，這里設計其中一個。

4.1 輸出要求

串聯型雙Buck逆變器輸出電壓要求為Uo＝220 V，頻率fo＝50 Hz，額定功率為Po＝2 kW，所以額定負載阻抗R＝24.2Ω。

4.2 輸入電壓

兩個輸入源電壓必須都要大于逆變器最大輸出電壓的兩倍，這樣，要先將光伏電和風電經初步變換使二者為700 V直流電，即UIN1＝UIN2＝UIN＝700 V。

4.3 開關頻率

通過式（1）、（2）可得開關管開關頻率fs為

式中，h1＝2h/K1。

根據上式可知，最大開關頻率發生在Uo1＝0時，最小開關頻率發生在Uo1＝時。

式中，Uo1是電壓Uo1的方均根值。開關管的最高頻率不能太高，不然會有較大的損耗，而且可能因為溫度過高燒壞開關管，開關管最高開關頻率選定在80 kHz。

開關的平均頻率可估計在

4.4 滯環寬度

由式（8）前式可見，當UIN和fsmax固定時，L和h1的乘積為定值，為了減小電感體積和重量，h1要盡量取大，但同時h1太大會引起較大的電流波動，降低跟蹤精度。故選擇滯環寬度為輸出電流值的一半。

計算得h1可選擇4.5A。

4.5 濾波電感

在UIN、fsmax和h1都選定后，濾波電感值由下式計算得出：

計算得L選擇在490μH。

4.6 濾波電容

濾波電容可以通過LC濾波器的轉折頻率來設計。轉折頻率應該高于輸出電壓頻率fo的10～20倍，且應該低于開關管平均頻率fsav的1/20～1/10［4］。所以轉折頻率應該高于500 Hz，低于4 kHz。選擇濾波器轉折頻率在中間位置，即2.5 kHz。濾波電容可由下式得出：

可選濾波電容為10μF。

5 仿真和實驗

按照上述設計參數進行模型仿真。圖5（a）所示為UN1＝UIN2＝700 V時額定負載下的仿真波形。從上至下波形依次為iL1、iL2、iL3、iL4和Uo。四個電感電流大小相同，相對平衡。圖5（b）所示為UIN1＝630 V，UIN2＝700 V時額定負載下的仿真波形。從中可看出當一個輸入電壓較低時，對應的輸出電流會發生微小變化，但輸出電壓仍然穩定。圖6給出了UIN1＝630 V，UIN2＝700 V時額定負載下的實驗波形，其中（a）是開關管S1的驅動波形，（b）是iL1與iL2之和的反饋波形，（c）是輸出電壓波形Uo。

圖5 仿真波形

圖6 實驗波形

6 結 論

本文研究了基于滯環控制的串聯型雙Buck逆變器的工作方式，設計了仿真參數，分析了不同輸入下的仿真輸出波形。結果表明該系統具有比較好的動態和穩態性能，在輸入電壓不穩的情況下能保證輸出電壓有高的正弦度。可以用于分布式發電系統，有工程實際應用價值。

［1］ 陳 嵐，史偉偉.并網型風光互補發電系統的研究現狀［J］.機電信息，2010，（36）：3－4.

［2］ 張先進，王慧貞.雙Buck半橋逆變器研究［J］.電源世界，2004，（5）：57－59.

［3］ 王建華，張方華，龔春英，等.滯環電流控制逆變器建模及分析［J］.電工技術學報，2010，25（6）：63－69.

［4］ Mazumdar J，Batarseh I，Kutkut N.High frequency low cost DC－AC inverter design with fuel cell source for home applications［C］.IEEE Ind.Appl.Conf.，2002：789－794.