平均電流模式控制的單線并聯(lián)均流DC－DC變換器研究

夏光濱，趙冬玉，于 斌，趙偉東

（中國人民解放軍91550部隊(duì)15分隊(duì)，遼寧 大連116023）

0 引 言

隨著計(jì)算機(jī)和通訊技術(shù)的飛速發(fā)展，對直流電源的要求也越來越高，要求其在保證高效、穩(wěn)定的前提下，輸出電流要能夠達(dá)到幾百安培。為了滿足這種需求，通常采用多模塊并聯(lián)均流技術(shù)。并聯(lián)均流技術(shù)能夠減小開關(guān)器件的應(yīng)力，提高系統(tǒng)的效率和可靠性［1］。在實(shí)際應(yīng)用中，當(dāng)負(fù)載發(fā)生瞬變或某個模塊發(fā)生故障切除時，經(jīng)常會觸發(fā)一些不必要的報(bào)警。在負(fù)載瞬態(tài)變化過程中，輸出電流在各個模塊分配不均，當(dāng)輸出電流超過額定值，保護(hù)電路會限制輸出電流。為了避免這些不利情況的出現(xiàn)，可以采用電流控制模式代替?zhèn)鹘y(tǒng)的電壓控制模式。

1 電流模式控制的單線并聯(lián)均流的工作原理

采用電流模式控制的單線并聯(lián)均流法的單模塊電路如圖1所示。當(dāng)單模塊工作時，因?yàn)榫鞣糯笃鞯妮斎胱杩购芨撸瑳]有電流流過電阻Rs，模塊的輸出電流信號與均流母線相等。因此，均流誤差信號為0，控制相當(dāng)于雙環(huán)結(jié)構(gòu)。當(dāng)多模塊并聯(lián)時，均流電阻Rs的值相同，所以均流母線傳遞平均電流參考信號。均流母線電流與單模塊電感電流的均流誤差信號經(jīng)均流放大器Us放大，作為電流放大器Uc的指令，通過PWM發(fā)生器調(diào)節(jié)電感電流。當(dāng)輸出電流低于電流指令時，電流放大器Uc的輸出誤差信號增大，增加PWM發(fā)生器的輸出占空比，從而使電感電流增大。在穩(wěn)態(tài)時，每個并聯(lián)模塊的輸出電流都等于均流母線電流，從而達(dá)到均流的目的。

圖1 電流模式控制的原理框圖

2 電流模式控制的均流小信號建模分析

均流電阻和均流母線的電路如圖2所示。對于n個并聯(lián)模塊，UI1…UIn為電流傳感器輸出的瞬時電壓信號，UIbus為均流母線的瞬時電壓信號。

如果均流電阻Rs1…Rs2相等，則

用小信號描述，

若電流傳感器的傳遞函數(shù)為H，則

圖2 均流電阻、母線間框圖

圖3 控制電路的小信號框圖

忽略輸入電壓的擾動，其中一個并聯(lián)模塊的控制框圖如圖3所示。由圖3可知，電流模式控制的單線均流法原理圖中包含三個控制環(huán)：即電流環(huán)、電壓環(huán)和均流環(huán)。對簡化電路模型控制環(huán)的分析 ，有利于掌握均流控制器的設(shè)計(jì)規(guī)則。

Fu：電壓反饋的傳遞函數(shù)；H：電流到電壓信號的傳遞函數(shù)；Fm：脈寬調(diào)制的傳遞函數(shù)；Gu：占空比到輸出電壓的傳遞函數(shù)；Gi：占空比到電感電流的傳遞函數(shù)；Gs：均流放大器的傳遞函數(shù)；Gcc：電流環(huán)的電流放大器的傳遞函數(shù)；Gcs：均流環(huán)的電流放大器的傳遞函數(shù)；Gcu：電壓環(huán)的電流放大器的傳遞函數(shù)；、和分別為輸出電壓、電感電流和占空比的擾動量。

在圖3中，如果模塊n有一個均流擾動量，則注入控制器中的均流誤差信號為，

其它模塊電感電流的擾動量無法在模塊n形成局部反饋環(huán)，式（5）中的第二項(xiàng)可以被視為在考慮模塊間的相互影響時的外部干擾。所以

T1和T2可以通過實(shí)驗(yàn)或數(shù)學(xué)計(jì)算得到［2］。

（3）為了獲得電流模式控制的優(yōu)勢，電流環(huán)的穿越頻率要高于電壓環(huán)的穿越頻率。電流環(huán)的高帶寬能夠改善多環(huán)控制的閉環(huán)響應(yīng)。

（4）在整體環(huán)增益中為了避免下傾效應(yīng)（其導(dǎo)致系統(tǒng)不穩(wěn)定）。當(dāng)兩個環(huán)相交時，不要把兩環(huán)的相位放在相反的方向上。例如，｜TI｜＝｜TU｜，TI（－90°）和TU（－270°）不能發(fā)生在同一頻率處，兩環(huán)相減產(chǎn)生下傾從而引起系統(tǒng)的不穩(wěn)定。

可以從圖3中得出開關(guān)增益—電壓環(huán)Tu，均流環(huán)Ts和電流環(huán)Ti。

3 電流模式控制的單線均流控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)

根據(jù)以上分析，采用三環(huán)控制法設(shè)計(jì)控制器應(yīng)該注意以下幾點(diǎn)：

（1）對于平均電流模式的控制，電流誤差放大器Uc的第二個極點(diǎn)應(yīng)該放在開關(guān)頻率一半之后。Uc的零點(diǎn)至少放在開關(guān)頻率一半的十分之一之前。外部的斜坡設(shè)置應(yīng)與電壓模式相似，選擇Uc的增益在開關(guān)頻率一半處，對諧振峰值有適當(dāng)?shù)淖枘?，同時又具有一定的帶寬和閉環(huán)調(diào)節(jié)速度。

（2）設(shè)計(jì)必須基于多模塊的情況進(jìn)行，因?yàn)槠湔w環(huán)增益要高于單模塊的情況。為了判別系統(tǒng)的穩(wěn)定性，閉環(huán)增益包括整體環(huán)增益T和外部環(huán)增益。1

圖4 電流模式控制的單線均流控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)電路圖

（5）為了簡化設(shè)計(jì)，均流放大器Us的控制通常采用比例控制［3］。在保證模塊穩(wěn)定的情況下，均流放大器的增益Gs盡可能的高，均流精度由Gs的比例控制決定。

下面以移相全橋PWM ZVS變換器并聯(lián)為例來說明控制系統(tǒng)的設(shè)計(jì)，完整的單模塊電路如圖4所示。電路參數(shù)如下：

輸入電壓：400 V；輸出電壓：48 V；額定輸出電流：20 A；開關(guān)頻率fs：100 kHz；高頻變壓器副邊對原邊的變比n：3：18；諧振電感Llk：4μH；隔直電容Cb：3.3μF；輸出濾波電感Lf：100μH；輸出濾波電容Cf：30μF；電流傳感器H 的傳輸比4 V/100 A；脈寬調(diào)制的傳遞函數(shù)Fm：0.25；Fu＝Ruf/Ru1≈1；Gs＝10；負(fù)載電阻Ro：2.4Ω。

根據(jù)文獻(xiàn)［5］可知移相全橋PWM變換器的小信號模型

式中，Rd＝4n2Llkfs。

電流放大器的傳遞函數(shù)

式中，

開關(guān)頻率的一半為50 kHz，誤差放大器的第二個極點(diǎn)放在160 kHz處，零點(diǎn)放在500 Hz處。放大器的增益要保證電流環(huán)有足夠的帶寬，并且系統(tǒng)穩(wěn)定。通過調(diào)節(jié)電阻Rii的值來改變電流環(huán)的增益，調(diào)節(jié)Riu和Gs改變均流環(huán)和電壓環(huán)的增益。

4 仿真分析

未加均流環(huán)和加均流環(huán)的輸出電流的瞬態(tài)響應(yīng)波形如圖5和圖6所示。圖5，未加均流環(huán)，在負(fù)載發(fā)生瞬態(tài)變化時，電感電流沒有給濾波電容充電，所以兩模塊不能實(shí)現(xiàn)均流；圖6，加入均流環(huán)，在負(fù)載發(fā)生瞬態(tài)變化時，電感電流給濾波電容充電，所以兩模塊不管是在瞬態(tài)還是在穩(wěn)態(tài)條件下，都能夠?qū)崿F(xiàn)均流。

圖5 兩模塊未加均流環(huán)，并聯(lián)輸出電流從輕載（Ro＝480Ω）到滿載（Ro＝2.4Ω）瞬態(tài)響應(yīng)波形

圖6 兩模塊加均流環(huán)，并聯(lián)輸出電流從輕載（Ro＝480Ω）到滿載（Ro＝2.4Ω）瞬態(tài)響應(yīng)波形

5 結(jié) 論

本文所提出的電流模式控制的單線并聯(lián)均流方法在負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)過程中，響應(yīng)速度快，能夠減小負(fù)載電流在并聯(lián)模塊間的分配不均衡問題，避免過電流情況的出現(xiàn)，既保證了系統(tǒng)的動態(tài)均流性能，又保證了穩(wěn)態(tài)均流性能。同傳統(tǒng)的電壓模式控制均流方法相比，該方法具有更好的性能。

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