基于C8051F340的開關電源模塊并聯供電系統設計

姜晟，孫道宗，黃明星

（華南農業大學 工程學院，廣東 廣州 510642）

近一些年來，隨著微電子技術和工藝、磁性材料科學以及燒結加工工藝與其它邊沿技術科學的不斷改進和快速發展，開關穩壓技術也得到了突破性進展[1-3]。目前，多模塊并聯供電電源代替單一集中式電源供電已經成為電源系統發展的一個重要方向[4]。并聯分布式電源具有可并聯式擴展、電源模塊的功率密度高，體積、重量小等優點，但同時也存在著由于電源模塊直接并聯而引起一臺或多臺模塊運行在電流極限值狀態的問題。目前，均流控制是實現大功率電源和冗余電源的關鍵技術[5]。文中設計并制作了一個光伏并網發電模擬裝置，實現了雙開關電源模塊并聯供電，提高了系統供電效率，且實現了電流自動分配。

1 設計任務

設計并制作一個由兩個額定輸出功率均為16 W的8 V DC/DC模塊構成的并聯供電系統，其結構框圖如圖1所示。要求調整負載電阻，保持輸出電壓UO=8.0±0.4 V，使兩個模塊輸出電流之和IO=1.0 A 且 按I1：I2=1：1 和I1：I2=1：2 兩種模式自動分配電流，每個模塊的輸出電流的相對誤差絕對值不大于5%；使兩個模塊輸出電流之和IO=4.0 A且按I1：I2=1：1模式自動分配電流，每個模塊的輸出電流的相對誤差的絕對值不大于2%；額定輸出功率工作狀態下，供電系統的效率不低于60%；要求系統具有負載短路保護及自動恢復功能，保護閾值電流為4.5 A。

圖1 并聯供電系統框圖Fig.1 Diagram of parallel switching power supply system

2 系統總體方案設計

并聯供電系統主要由控制器模塊、DC/DC變換穩壓模塊、電流檢測模塊以及輸出電壓采樣模塊等組成，系統總體硬件框圖如圖2所示。在系統中，DC/DC變換穩壓模塊采用選擇非隔離方式的降壓斬波電路；電流檢測模塊通過采樣康銅絲上的電壓推算出電流值；C8051F340單片機輸出PWM波調整DC/DC模塊的輸出，控制輸出電流。

3 DC/DC變換穩壓電路設計

圖2 系統硬件框圖Fig.2 System hardware diagram

DC-DC變換有隔離和非隔離兩種。輸入輸出隔離的方式雖然安全，但是由于隔離變壓器的漏磁和損耗等會造成效率的降低，而本題沒有要求輸入輸出隔離，所以選擇非隔離方式。本系統采用降壓斬波電路（Buck Chopper）。降壓斬波電路的原理圖如圖3所示。采用單片機根據采樣到的反饋電壓程控改變其產生的PWM波占空比，通過三極管組成的推挽電路驅動，控制P溝道IRF4905開關的導通與截止，使輸出電壓或電流穩定在設定值。

圖3 DC-DC變換穩壓電路圖Fig.3 DC-DC conversion circuit

4 電壓電流采樣電路

系統采用芯片INA169對康銅絲上的電壓進行采樣并間接推算出電流值。選擇標稱值為50 mΩ的康銅絲作為采樣對象，經檢測，其實際電阻值為47 mΩ，并以此在采集輸出電流時進行軟件修正。INA169的輸出腳OUT直接接入單片機內置A/D轉換輸入端，其輸出電壓

當R10=50 mΩ，It=0.5 A，RS3=20 kΩ時，可算出VOUT=0.5 V，以此類推，當 It=1 A，VOUT=1 V，It=2 A 時，VOUT=2 V，此比例關系可以方便單片機采樣電壓。

系統對輸出電壓采樣時，在負載兩端并聯1 kΩ電阻以及10 kΩ可調電阻，單片機采集輸出電壓在R11兩端的電壓，調節RS2，使單片機內置A/D輸入端采集到的電壓與輸出電壓成比例1：8的關系。輸出電壓、電流采樣電路如圖4所示。

圖4 輸出電壓、電流采樣電路Fig.4 Output voltage and current sampling circuit

5 系統電壓電流測控原理

本系統測控電路原理圖如圖6所示，控制器模塊1（MCU1）采集DC/DC模塊1產生的電流和負載上的電壓，根據控制策略調節PWM信號，調整DC/DC模塊1的輸出；控制器模塊2（MCU2）采集DC/DC模塊2產生的電流和負載上的電壓。根據控制策略調節PWM信號，用以調整DC/DC模塊1和DC/DC模塊2的輸出，使得系統達到控制策略所設定的電流I1、電流I2以及負載電壓UO。

5.1 MCU1的電流控制策略

MCU1通過采樣電流的反饋，將I1的電流控制在0.5 A±5%上。當接收到MCU2的控制信號時MCU1改為進行電壓采樣，控制PWM信號將輸出電壓UO穩定在8±0.4 V上，實現負載電壓的控制。

如果采樣到I1小于0.4 A，則返回原始的控制，將I1穩定在0.5 A上，并且向MCU2發送控制信號。如果采樣到的I1大于2.6 A，則通知MCU2關閉PWM信號，進行過流保護。MCU1的電流控制策略流程圖如圖5所示。

圖5 MCU1電流控制策略流程圖Fig.5 Flow chart of MCU1 current control strategy

5.2 MCU2的電流控制策略

MCU2通過采樣電壓的反饋將負載電壓控制在UO=8±0.4 V上。當I2大于2.2 A時，發送控制信號給MCU1，同時采樣電流，將I2穩定在2 A±2%。如果收到MCU1的控制信號就返回控制電壓的循環。若收到過流信號則關閉PWM輸出。MCU2的電流控制策略流程圖如圖6所示。

6 系統指標測試與結果

系統測試主要是對系統效率、電流分配性能以及負載過流保護可靠性等指標進行測試，測試電路圖如圖1所示。

1）效率測試

調整負載電阻 RL，當負載功率為額定功率 PO（UO×IO）=32 W時，測量供電系統輸入電流IIN、輸入電壓UIN、輸出電流IO和輸出電壓UO，重量測試3次，測量數據見表1。根據式2計算供電系統的效率η：

圖6 MCU2電流控制策略流程圖Fig.6 Flow chart of MCU2 current control strategy

表1 供電系統效率測試Tab.1 Test of system power efficiency

2）IO=1.0 A 時，電流 1：1 分配性能測試

調整負載電阻 RL，保持輸出電壓UO=8.0±0.4 V且使輸出電流IO=1.0 A，測量2個電源的輸出電流I1和I2，按式3計算每個模塊輸出電流的相對誤差（其中的I1、I2理論值均為0.5 A），重復測量3次，測量及計算數據見表2。

DC/DC模塊輸出電流的相對誤差為δ：

式（3）中，Iit為測量值，Ii為理論值。

表2 電流1：1分配性能測試Tab.2 Test of current distribution performance as 1：1

3）IO=1.5 A 時，電流 1：2 分配性能測試

調整負載電阻RL，保持輸出電壓UO=8.0±0.4 V且使輸出電流IO=1.5 A，測量2個電源的輸出電流 I1和 I2，按式（3）計算每個模塊輸出電流的相對誤差（其中I1的理論值為0.5 A、I2的理論值為1.0 A），重復測量3次，測量及計算數據見表3。

4）輸出電流4.0 A時，電流1：1分配性能測試

測試電路示意圖如圖1所示，調整負載電阻RL，保持輸出電壓UO=8.0±0.4 V且使輸出電流IO=4.0 A，測量2個電源的輸出電流I1和I2，按式3計算每個模塊輸出電流的相對誤差（其中的I1、I2理論值均為2.0 A），重復測量3次，測量及計算數據見表4。

表3 電流1：2分配性能測試Tab.3 Test of current distribution performance as 1：2

表4 電流1：1分配性能測試（IO=4.0 A）Tab.4 Test of current distribution performance as 1：1（IO=4.0 A）

5）負載短路保護可靠性測試

調整負載電RL，使輸出電流IO逐漸變大，當輸出電流增大到4.5±0.2 A范圍時，觀察是否啟動自動保護，并記錄此時的輸出電流值。重復測量5次，測量數據見表5。

表5 負載過流保護可靠性測試Tab.5 Overcurrent protection reliability test

7 結 論

通過以上測試數據，調整負載電阻，兩個模塊的輸出電流之和為 4 A 范圍內實現按 I1：I2=1：1 和 I1：I2=1：2 模式 自動分配電流，其相對誤差絕對值不大于2%。系統供電效率η≥70%，實現負載短路保護功能，達到設計要求。隨著電源系統的數字化及專用微處理器的發展，可以在本系統的基礎上結合CAN總線技術，實現更多模塊并聯交流冗余，更好的采用復雜控制策略，如滑模控制技術[6]，提高魯棒性，進一步提高系統動態性能。

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