全橋移相式高頻軟開關的改進研究與應用

顧 群

（無錫科技職業學院，無錫 214028）

0 引言

隨著計算機技術、通信技術和微電子技術的快速發展，人們對高性能的低壓大電流開關電源的需求越來越大。硬開關PWM隨著高頻大功率變換技術的日趨成熟，逐步被軟開關技術所代替。零電壓開關或零電流開關的軟開關技術的優勢在于，充分應用諧振的原理, 使開關器件中的電流或電壓按正弦或準正弦規律變化。當電流自然過零時, 使器件關斷；或當電壓為零時, 使器件導通。與硬開關相比，軟開關的功率器件在零電壓、零電流條件下工作，功率器件開關損耗的下降（理論上可減少為零）有著十分理想的效果，因此在各個領域應用非常廣泛[1]。

通過開關管零電壓開關（ZVS）或零電流開關（ZCS）的實現，變換器的開關頻率與變換效率得到提高，器件的開關損耗顯著降低。PWM DC-DC全橋軟開關變換方式主要有兩種：一種就是零電壓開關方式（ZVS），這種方式中超前橋臂和滯后橋臂都采用ZVS一種模式，需要增加諧振電感，會導致二次側占空比減少；另一種就是零電壓零電流開關（ZVZCS）方式，這種方式中超前橋臂處于ZVS模式，而滯后橋臂處于ZCS模式，不需要諧振電感，也不存在單種ZVS方式中的一次側環流問題[2]。本文以PWM移相軟開關電源控制芯片UC3875為核心，在對一種零電壓零電流軟開關全橋變換器的電路拓撲結構分析的基礎上，設計并驗證了一套高頻DC-DC開關電源。

1 變換器電路結構分析

MOSFET、高速IGBT是全橋移相式軟開關中最為常用的功率變換器件。在ZVZCS方式中，超前臂采用ZVS有利于實現零電壓開關，一般為了實現ZVS需要，會將電容并聯在功率管兩端，MOSFET因其本身具有較大的寄生結電容，成為超前臂功率管的合適選擇。滯后臂采用ZCS方式，是由于滯后臂諧振過程中無反射電感，串聯諧振的電感量較小。因ZCS方式開關管兩端是不適合并聯電容的，同時考慮到ZCS關斷有益于降低IGBT關斷損耗，故滯后臂的功率管選用了IGBT[3]。

圖1 改進的ZVZCS全橋PWM變換器電路

1.1 全橋變換器電路結構

本文提出的全橋變換器拓撲結構中，超前臂功率管使用了低導通電阻MOSFET，因其內部已經集成了反向二極管，故可省去外部的并聯二極管。滯后臂功率管使用了單管IGBT管子，其內部的快恢復二極管可以簡化外部的電路設計。具體電路結構如圖1所示。

ZVZCS和ZVS，這兩種全橋 PWM DC-DC變換器之間的一個主要區別是——增加了一個阻斷電容Cb。當VF1和IGBT4導通時， Cb被負載電流充電。當VF1（或VF2）關斷時，其內部反向二極管導通后，一次側電流Ip因Cb兩端的電壓而減小到零，從而實現IGBT3和IGBT4的零電流開關。在達到零狀態時，Ip降低至零值后，無法在反方向持續增長，本文設計采用加入阻斷二極管的方法在零狀態時阻斷了Ip的反方向流動，如圖1中的VD1和 VD2。

一般變壓器的二次側都采用傳統的全波整流電路，存在著變壓器次級繞組利用率不高的問題。另外，中心抽頭的存在給變壓器的設計和制造帶來較大難度，而且外部引線的安裝和焊接也很難處理。本文提出的倍流整流電路CDR (Current-Double Rectifier)則很好的解決了這個問題（如圖1所示）。

圖2 ZVZCS全橋PWM變換波形圖

該倍流整流電路采用了共陽二極管接法，在變壓器的次級繞組上將產生高頻正負方波電壓，若次級繞組的上端電壓為正，則次級電流在流過L1、C和R、D2后重新流回次級繞組；若次級繞組的下端電壓為正，則次級電流在流過L2、C和R、D1后重新流回次級繞組。這樣就將高頻交流方波電壓整流為直流輸出電壓。倍流整流結構減少了二次側電路的元器件和體積，減小了輸出電壓紋波，提高動態響應性能，降低了整流導通損耗和變壓器的銅損[4]。

1.2 工作過程研究

圖2所示為ZVZCS變換器工作過程中的波形輸出，每半個工作周期由6個不同的工作狀態組成。超前橋臂VF1、VF2和滯后橋臂IGBT3、IGBT4，作為各橋臂的開關，以大約50%占空比交錯通斷。

工作過程分析如下：

1）t0～t1階段。

開關VF1、IGBT4同時導通，Uab=Uin，電能經變壓器Tr傳遞，Cb被電流Ip充電，阻斷電容Cb兩端的電壓Ucb（公式如下），將由負的最大值線性上升。

式中： I0為輸出負載電流；N為變壓器的二次側線圈與一次側線圈的匝比；Ucbp為電容Cb的峰值電壓值。

2）t1～t2階段。

開關VF1關斷，IGBT4仍處于導通狀態，并聯電容器C1被電路電流充電達到Uin。另一方面，電容C2被放電，直到其兩端電壓為零時，VF2內部二極管導通，同時VF2導通，此為零電壓導通。

3）t2～t3階段。

電壓Uab被箝位至零，一次側電流Ip隨之線性下降至零，其原因在于阻斷電容器Cb兩端的電壓全部加在變壓器的漏感Lr上。

4）t3～t4階段。

阻斷二極管VD2使得電流Ip降至零后無法變負，而持續為零。a、b點對地電壓分別為0和-Ucbp，因此Uab=Ucbp。在此階段無電流流過IGBT4，即這個階段少數載流子經復合移去，而這種將IGBT4關斷的方式我們就稱之為零電流關斷。

5）t4～t5階段。

此階段是一個死區時間，IGBT3在IGBT4關斷后，經短暫延時后導通。但一次側電流Ip因存在漏感Lr，不能突變，IGBT3為零電流開通，最后一次側電路斷開。

6）t5～t6階段。

一次測電流Ip隨著IGBT3和VF2的導通，在反方向增大至最大值。另一方面，阻斷電容器Cb因被Ip反向充電，Ucb從而線性減少。Cb上的電壓Ucb，將為下一周期中IGBT3零電流關斷和IGBT4零電流開通作準備。

在t6時刻關斷VF3，開始下半個工作周期，其工作情況類似于前面的描述。

2 全橋移相式ZVZCS在開關電源中的典型應用

控制器UC3875是一種專用于移相PWM軟開關電源的高性能芯片，它有工作電源、基準電源、10MHz誤差放大器、振蕩器、軟啟動、鋸齒波發生器、PWM比較器和觸發器、過流保護、輸出級、死區時間設置和和頻率設置等部分組成[5]。它的四個獨立的圖騰柱式，可以提供2A的驅動峰值電流，可以直接驅動4只功率管，并且都能單獨進行死區時間時間的調整，即導通延時的調節。圖3為利用UC3875實現移相PWM控制的實際電路。

控制器UC3875內部集成的誤差放大器，是實現移相PWM控制的關鍵部件。控制器芯片的4腳（E/A+）誤差放大器的同相輸入端在和1腳（Vref），基準電壓相連，經線性光耦隔離后反饋至3腳（E/A-）誤差放大器的反相輸入的電壓值相比較，所得差值在放大后送至移相脈寬控制器，控制14腳OUTA、13腳 OUTB與 9腳 OUTC、8腳 OUTD之間的信號相位，這四個驅動信號經擴流后由驅動變壓器去驅動MOSFET管，從而使波形占空比得到調整，將電源穩定在預定值上。

圖3 UC3875移相PWM控制典型電路圖

圖4即為當電源額定輸入380V三相交流電（經過整流后成為改變換器的輸入），不同輸出電流時的整機變換效率。采用ZVS PWM DC-DC變換器方案時，滿載輸出100A變換效率為91.8%，在使用本方案后，滿載變換效率為93.9%。

圖4 不同電流的轉換效率

3 結束語

本文通過分析移相ZVZCS PWM變換電路工作原理，提出具體改進方法，以UC3875為控制芯片，設計了改進后的DC-DC高頻軟開關電源，顯著提高了開關效率和安全性，并進一步降低了損耗。

[1] 劉勝利, 現代高頻開關電源實用技術[M]. 北京: 電子工業出版社, 2001.

[2] 李翼平, 周以榮, 李霄燕. 全橋相移零電壓零電流充電電源原理與設計[J]. 電測與儀表, 2002, 39(2): 27-29.

[3] 陸春華, 和衛星. 移相式零電壓零電流高頻軟開關的研究與應用[J]. 電焊機, 2003, 33(3): 9-12.

[4] 周輝杰, 何志偉, 開關電源倍流同步整流器的研究[J]. 現代電子技術, 2006, 8.

[5] 何光普, 祝加雄, 基于UC3875的高頻開關電源的設計[J].價值工程, 2011, 12.