UPS中一種軟開關高功率因數蓄電池充電電路研究

朱永祥 張培亞 李宗銀 肖強暉

（湖南工業大學電氣與信息工程學院 湖南 株洲 412000）

0 引言

蓄電池是不間斷電源（Uninterruptible Power Supply，UPS）重要組成部分，從其對UPS整機性能的影響和價格看，都是極其重要的。蓄電池常用的充電電源有：相控電源，采用工頻變換，體積大、效率低、可靠性差；線性電源，采用的功率調整晶體管工作在放大區，自身功率損耗較大；開關電源，采用高頻變換技術，使得蓄電池充電電源適應高頻化、小型化發展趨勢成為可能。

開關電源中正激式DC/DC變換器具有結構簡單、工作可靠、輸入輸出電氣隔離等優點，因而被廣泛應用在中小功率變換場合[1-2]。正激式DC/DC變換器中需要使用復位機制使高頻變壓器在開關周期內進行自動復位，有源箝位技術能使勵磁能量和漏感能量可以回饋至電網，但其主開關管為硬導通，損耗較高，效率低。

針對以上問題，本文設計一種將Boost升壓型PFC電路與正激式DC/DC電路整合的有源箝位高功率因數充電電路，主開關管和輔助開關管零電壓導通，實現開關管的軟開關，能提高正激式DC/DC變換器的功率密度與效率[3]，可用作小功率單相UPS蓄電池恒壓充電電路。

1 主電路設計

1.1 充電電路拓補結構

圖1 電路原理圖

有源箝位高功率因數充電電路的拓補結構（如圖1所示）[4]。該電路主要有Boost型PFC電路、正激式DC/DC變換器、控制電路等三部分。L1為儲能電感，Lm為勵磁電感，Lr為變壓器漏感；Q1為主開關管，箝位電容Cc和箝位開關管Q2構成有源箝位支路；C為中間儲能電容，Cr是開關管Q1、箝位開關管Q2的輸出電容和變壓器繞組的寄生電容之和；T為正激式高頻變壓器；控制電路采用UC3843構成，MOS管驅動采用IR2110芯片。該電路巧妙地將PFC級和DC/DC級結合，共用開關管Q2及控制電路，快速對輸入電流的整形和輸出電壓的調節。

1.2 充電電路工作模態

充電電路穩態時原理波形（如圖2所示），在一個開關周期內，大致可分為4個工作模態[5]。

圖2 穩態時箝位電路工作波形圖

Mode 1[t0＜t＜t1]：Q1開通，箝位開關管 Q2關斷，充電回路二極管 D1導通，電源給L1充電，電感電流iL1線性上升，電容 C經Lr和 T原邊放電；T次邊整流二極管D3導通，能量傳輸給負載。當t=t1時，Q1關斷，該模態結束。

Mode 2[t1＜t＜t2]：Q1和箝位開關管 Q2均關斷，電感 L1給儲能電 C充電；當 Q1關斷后，Lm、Lr、Cr開始諧振，UCr逐步升高。當 UCr=UC時，變壓器短路，次邊二極管D3、D4換流，輸出端電感 L0和電容 C0為負載提供能量。

Mode 3[t2＜t＜t3]：當 UCr=UC+UCc時，箝位開關管 Q2的體二極管導通，對UCr箝位。儲存在勵磁電感和漏感中的能量通過Q2的體二極管給箝位電容Cc充電，變壓器磁化電流iLm在箝位電容Cc的作用下線性降低，變壓器進入磁復位過程。箝位開關管Q2兩端電壓接近零，箝位開關管Q2的開通過程為ZVS開通。當箝位開關管Q2關斷，該模態結束。

Mode 4[t3＜t＜t4]：t3時刻，箝位開關管 Q2關斷，變壓器次邊 D3關斷，D4導通，Lm、Lr、Cr參與諧振。 當 UCr=UC時，變壓器次邊開始換流，D3的電流從零開始增加，D4電流逐漸減小，Lr、Cr參與諧振。 Q1、Q2繼續保持關斷，當UCr=0，變壓器次邊D3、D4都導通，因此變壓器原邊電壓為零，ULr=UC，iLr線性增加。 當 UCr=0，Q1零電壓開通，實現 Q1軟開通。Q1開通時，該模態結束，進入下一周期。

2 主要參數設計

2.1 主電路參數設計

輸入電感L1在功率因數校正電路設計中非常重要，設輸入紋波電流為ΔiL1，開關頻率為fs，D為電感電流出現最大峰值時的占空比，則：

設變換器最大占空比為Dmax，UD為二極管D2的導通壓降，則正激式變壓器T的變比n為：

輸出端濾波電感Lo為：

2.2 諧振電路參數

諧振電容Cr就是主、輔開關MOSFET的輸出電容及電路中的寄生電容之和。為了實現主開關管ZVS開通，必須保證UCr在Q2關斷到主開關管Q1開通這段時間內下降到零，則諧振電感Lr應滿足：

以CC與Lr的半個諧振周期大于主開關管Q1的截止時間為箝位電容CC的選取原則：

為保證主開關管實現ZVS開通，箝位開關管與主開關管之間延遲時間td必須滿足：

3 實驗結果及分析

表1 功率因數、效率測試結果

設計了一臺額定輸出功率60W的樣機，輸入電壓為AC165V～265V，輸出電壓為DC 48V±5%。正激式變壓器變比k=2:1，輸入端電感L1=24mH，開關管選用MOSFET FQA8N80C，開關頻率選擇fs=40kHz；二極管D1～D4均選用快恢復二極管HFA15TB60，輸出端濾波電感LO=2mH，輸出端濾波電容Co選取33μF的電解電容，儲能電容C為64μF，諧振電容 Cr約為 300PF，諧振電感 Lr=70μH，箝位電容 Cc選取0.67μF。

額定特性測試條件：輸入電壓AC220V，輸出電壓DC48V，負載為38Ω，輸出電流為1.25A。實驗波形采用Tekronix公司的TDS2014測量，并通過軟件WaveStar捕獲波形。主要實驗實測波形（如圖3（a）-（d）所示）。

輸入電壓變化時功率因數與效率測試條件：交流輸入電壓調整范圍為165V～265V，調整步長為10V；輸入電壓有效值、輸入電流有效值和功率因數均采用電能質量分析儀FLUKE 43B測量；輸出電壓采用FLUKE 17B；輸出電流采用勝利4位半萬用表測量；測試點為額定負載38Ω （用以替代4節標稱電壓為12V的閥控式密封鉛酸蓄電池組）；功率、效率均為計算值。輸入電壓變化下的功率、效率數據（如表1所示）。

圖3 主要實測波形

圖3（a）為 Q1與 Q2的驅動波形，有約700ns的死區時間，Q1的驅動信號占空比約為22%；圖3（b）為主開關管Q1的DS、GS電壓波形，可以看出，在主開關管關斷之后，其DS兩端的電壓被成功的箝位，實現ZVS軟開通和關斷，因而能夠有效地減小主功率管的電壓應力。圖3（c）可以看出樣機的輸入電流能夠很好的跟蹤輸入電壓的波形，基本上無相位差，沒有出現電流脈沖狀嚴重畸變；圖3（d）可以看出樣機的輸出電壓為48.1V，滿足輸出電壓波動48V±1%范圍的要求。表1為樣機功率、效率測試結果，額定的功率因數為98.9%，效率為91.6%，實現UPS蓄電池充電器電路高輸入功率因數和高變換效率。

4 結論

本文將PFC變換器和有源箝位DC/DC變換器結合在一起，設計了一種有源箝位高功率因數充電電路，分析了該電路的工作原理，給出了一個開關周期中4個工作階段的波形圖以及主要參數的設計過程。通過理論分析和樣機實驗數據驗證，該電路可實現主開關管、輔開關管ZVS導通與關斷。該充電電路采用恒壓充電控制方式，在蓄電池充電的初始階段，充電電流較大，當蓄電池電壓達到一定值之后，電流會迅速減小，快充滿時實現涓流充電。不僅能夠實現高輸入功率因數和高效率的雙重技術目標，還具有結構簡單、成本低等優點，可用作小功率單相UPS蓄電池恒壓充電電路。

［1］陳德鋒，肖強暉，廖無限.一種BUCK型恒流源的輸入特性研究[J].湖南工業大學學報，2009，23（6）：49-51.

［2］朱永祥.有源箝位正激式單級功率因數校正變換器的仿真實現[J].湖南工業大學學報，2012，26（3）：68－71.

［3］楊詩佳，錢照明，歐陽茜，等.改進型有源箝位正激電路的研究[J].電力電子技術，2008，42（5）：29-31.

［4］劉青移，王大慶，賁洪奇.新型有源箝位ZVS單級PFC變換器[J].電力自動化設備，2011，31（2）：62-67.

［5］劉克承，李斌.一種新穎的同步整流有源箝位正激變換器電路[J].電力電子技術，2011，45（4）：30-32.

［6］嚴偉加，謝運祥.一種新穎有源箝位ZVS正激變換器的研究[J].通信電源技術，2007，24（3）：8-11.