一種優化同步整流AC/DC變換器的應用研究

黃占偉，周 娟，謝承旺

（1.江西省宜春市科學技術情報所，江西宜春336000；2.華東交通大學軟件學院，江西南昌330013）

隨著高頻開關電源技術的不斷發展，對電源設計提出了越來越高的要求[1-3]。電源設計不僅要滿足電源負載設備的一般性參數要求，更重要的是要設計出高效率的電源產品，滿足節能，低碳，環保，低成本和高可靠性電源的要求。因此，效率設計是電源設計中的一個關鍵參數[4-5]。

在優化效率設計過程中，主開關電路已經大量采用了各種優化拓撲結構，這一定程度上提高了電源效率，但是，如果二次側仍然采用普通二極管整流電路，將影響效率的提高，尤其是在數字化電源負載要求日益增加的情況下，低壓大電流輸出的應用，將使普通整流電源效率很低。

用普通整流電路，其整流管是串聯在電源主輸出回路中的，其壓降一般為0.8 VDC（直流電壓）[6]。以132 W 3.3 V/40 A輸出的電源為例（參見4.2.5），整流電路功率損耗為51.751 W，可見普通整流的功率損失非常大。采用同步整流SR（synchronous rectifier），將極大地提高效率，尤其在低壓大電流輸出的情況下。在同步整流電路中，MOSFET關斷時，內部的體二極管承受反向電壓，MOSFET導通時，導通損耗主要由開關電流流過MOSFET的導通電阻Rdson決定。Rdson一般為2 mΩ左右，在同樣輸出電壓/電流的電源中，其功耗僅為1/5，同步整流功耗非常低。并且，可以采用并聯同步整流MOSFET的方式，降低等效通態電阻Rdson，降低MOSFET的通態功耗，進一步提高同步整流效率。

從上世紀90年代末期同步整流技術誕生以來，同步整流技術經歷了傳統的自驅動同步整流技術，外驅動電壓型同步整流技術[7-10]，隨著節能減排壓力不斷增大，對電源產品效率的要求越來越高，當前同步整流的前沿研究是零電流開關同步整流、零電壓開關同步整流的實現[11-13]。

1 同步整流控制IC主要功能

選用一款可以優化同步整流效率的控制芯片NCP4303（框圖如圖1，引腳功能描述如表1），其最大特點是可以通過調整關斷閾值電壓來補償分布參數引起的MOSFET關斷電流采樣電壓變化，實現對同步整流MOSFET精確零電流真值檢測，實現真正的零電流關斷，因此，在低端電源Flyback應用中，實現了同步整流的效率優化。該芯片也具有設定最小開通時間和最小關斷時間的功能，屏蔽開關瞬間振鈴對同步整流電路誤開通和誤關斷，從而消除了其引起效率下降的不利影響，確保同步整流電路穩定和可靠工作。在低壓大電流的應用中，還可用多并聯MOSFET的方式，進一步減小同步整流管的通態電阻，提高效率。

圖1 NCP4303的框圖Fig.1 Diagram of NCP4303

圖中MINIMUM OFF TIME GENERETOR為最小關斷時間產生器；MINIMUM ON TIME GENERETOR為最小開通時間產生器；ZCD為零電流檢測；DETECTION CS and COMPENSATION為電流檢測與補償；DRIVER為驅動器；TIMER為計時器；SlEEP MODE為休眠模式；VCC MANAGEMENT UVLO為控制電壓欠壓鎖定；OR為或門；AND為與門；R，S，Q均為RS觸發器。

表1 NCP4303的引腳功能描述Tab.1 Pin function description of NCP4303

2 同步整流應用的原理分析

應用NCP4303的反激同步整流電路原理如圖2，該電路為3.3 V/40A單輸出132 W的AC/DC電源。

NCP4303同步整流IC具有電流采樣電壓對應關斷閾值調整功能，該功能是通過腳5整定適當電阻來完成[7]。在電源電路設計中，以優化效率為基礎，考慮產品具有良好的性能價格比，采用插件的MOSFET，以配合使用低價格的PCB，避免使用高價格的多層PCB和SMT封裝MOSFET。但是，這會在MOSFET的D極和S極會引入寄生參數，使零電流檢測（ZCD）出現很大的誤差。零電流檢測誤差將導致SR MOSFET在大電流狀態下被關斷，一旦出現這種情況，大電流將流過SR MOSFET的體二級管，使MOSFET功耗急劇上升，結果就是同步整流電路效率下降。在應用電路圖2中，通過合理設計關斷閾值調整電阻Rshift，使SR MOSFET真正的零電流關斷，實現高效率的同步整流；同時，根據實際寄生參數情況，可以采用納亨級電感串接在Mosfet的S極的方式來補償寄生參數的影響。

圖2 反激同步整流電路原理圖Fig.2 Circuit diagram of flyback synchronous rectification

圖中HV為直流高壓端；R為電阻；C為電容；TR為變壓器；D為二級管；Q為MOSFET；U為集成電路；Z為穩壓管。

3 主要電路設計

3.1 反激變換器主拓撲設計

主要參數：輸出功率Po＝132W；輸出電壓Vo＝3.3V；輸出電路Io=40A；頻率f＝50kHz；周期交流電壓Vac=220V；最大交流電壓Vacmax＝1.2Vac；最小交流電壓Vacmin＝0.4Vac；繞組匝數比n=Np/Ns。

3.1.1 計算初級與次級繞組的繞組匝數比Np/Ns

在反激變換器設計中，繞組匝數比Np/Ns應該首先確定，因為匝數比決定了主開關管可承受的最大關斷電壓應力[8-12]。在忽略漏感尖峰且設整流管壓降為1 V的條件下，直流輸入電壓最大時開關管的最大電壓應力為

考慮漏感尖峰和設計裕度，Vpk取值為Vds80%，選用Vds為600 V的MOSFET，Vds表示MOSFET的d級與s級之間的電壓。

即：Vds＝600V；Vpk=0.8；Vds=480V。

交流輸入為最大電壓Vacmax時，對應直流輸入最大電壓Vdcmax，其值為

則可求出與初級(Np)與次級(Ns)的匝數比

3.1.2 計算最大導通時間

由伏秒平衡原理可知

式中：Vdc表示直流電壓，開關管Q1和整流管D1都取1 V壓降。設導通時間ton加恢復時間tr為開關周期T的80%，即

由（1）（2）式可得

3.1.3 計算初級電感Lp

輸入功率為

輸入功率也可表示為

式中：η為效率；Ro為輸出電阻。

由（3）（4）

3.1.4 計算初級電流峰值

初級峰值電流Ip

3.1.5 計算初級電流有效值

初級電流為三角波，其表達式為

則初級電流有效值Irms_pri為

3.1.6 計算次級電流有效值

次級電流也是三角波，且次級電流峰值為

次級電流恢復時間tr設為

則次級電流有效值Irms_sec

根據初級和次級電流有效值，即可確定各繞組的線徑。

3.1.7 變壓器初級繞組匝數設計

選用MPP材料磁芯，并且選電感常數為

變壓器初級匝數為

3.1.8 變壓器次級繞組匝數設計

變壓器次級匝數為

Ns必須為整數，取整為4，則：Np取為99。Np/Ns＝99/4=24.75其值約等于n的計算值24.80。

3.2 同步整流IC NCP4303的控制電路設計

3.2.1 同步整流MOSFET最小開通時間調整電阻Ron_min計算設最小開通時間ton_min=0.1T

則

式中：Ron_min就是圖2中的R1，取值為19.6 kΩ。

3.2.2 同步整流MOSFET最小關斷時間調整電阻Roff_min計算

設最小關斷時間toff_min=0.2T

則

式中：Roff_min就是圖2中的R2，取值為41.2 kΩ。

3.2.3 同步整流MOSFET關斷閾值調整電阻R_adj計算

預設關斷電壓Vadj_th=0.2V

則

式中：Rshift為電平移動電阻，就是圖2中的R8，初步取值為2 kΩ，調整時，根據時間寄生參數產生的實際關斷閾值再適當調整Roff_min的阻值。Ishift表示電平移動電流。

3.2.4 同步整流電路的功率損耗計算

同步整流電路功率損耗Ploss_sec主要有3部分組成，就是MOSFET導通損耗Ploss_on，和MOSFET開關損耗Ploss_sw，以及MOSFET體二極管瞬態瞬態導通損耗Ploss_diode。

設Rdson=2.5×10-3；Coss=100×10-12；Vd=1；Id=Ipn。其中Coss表示MOSFET的輸出電容，Vd表示MOSFET寄生二極管壓降，Id表示MOSFET寄生二極管電流。

則

求得：同步整流電路功率損耗Ploss_sec為10.454 W。

3.2.5 比較同步整流與肖特基二極管整流的功耗差異

估算用肖特基二極管整流電路在同等條件下的功率損耗。

設肖特基二極管正向導通壓降Vd1＝0.8V，肖特基整流二極管的估算功耗Ploss_rect為：

求得：在同等條件下，肖特基整流二極管的功耗為51.731 W，是同步整流MOSFET功耗的5倍。因此，在低壓大電流應用中，同步整流顯著降低功耗，提高了效率。

4 實驗結果

由于電源設計中采用了精確的電流檢測和可調整電流采樣電壓關斷閾值的方式，實現了同步整流管的零電流關斷，優化并進一步降低了同步整流的損耗，樣機實測效率為80.2%，普通整流的同功率3.3 V電源效率僅為66%，因此，優化的同步整流電源，極大的提高了電源效率。

5 結束語

對于大電流輸出電源，尤其是低壓大電流輸出電源，采用SR工作方式，并且采用SR MOSFET精確零電流真值檢測，在低端電源實現真正的零電流關斷，優化了電源效率，使其成為低碳環保的高性價比電源。

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