多級串聯高壓大功率矩陣變換器的研究

蔣婷，江劍鋒，曹中圣，楊喜軍

（上海交通大學 電子信息和電氣工程學院，上海200240）

1 引言

隨著智能電網的提出與發展，抽水儲能作為一種清潔儲能方式，以其有效、經濟、可靠的特點在電網的調峰、調頻、調相等中的地位日漸突出。抽水儲能電機的軟啟動問題是一個關鍵環節，傳統上采用一種基于晶閘管交直交電流源靜止變頻器，但其有諧波污染大、啟動時間長、維護量高等缺點，近年來逐漸被以IGBT為代表的全控型器件變頻器取代［1－7］。

本文提出和分析了4種N級串聯逆變器的高壓大功率變換器，圖1、圖2為交直交方案，圖3、圖4為矩陣變換器交交方案。對于N級串聯逆變器的高壓大功率變換器，其特點如下：

1）網側降壓變壓器次級三相繞組的數量為3 N，能夠獲得單位輸入功率因數；

2）整流器與逆變器數量均為3 N，一個整流器配置一個逆變器；

3）逆變器輸出直接串聯，輸出電壓呈現多電平。

其優點明顯，如輸入單位功率因數，輸出電壓多電平，能夠負擔更大的功率輸出，體系清楚和設計簡單。但是也存在一些不足之處，即網側變壓器次級繞組較多，整流器數量較多，設計較復雜。電解電容負荷不平衡，增加了網側電流的波形畸變。負載與逆變器直接電氣相連，安全可靠性下降。鑒于此，提出了新型降壓變壓器次級繞組功率平衡的多級串聯高壓矩陣變頻器，除了具有傳統多級串聯高壓變頻器的優點外，還可以克服上述不足。本文在分析這種高壓矩陣變頻器的拓撲構成和載波移相調制原理后，采用Matlab／Simulink給予仿真分析，驗證了這種多級串聯高壓變頻器的可行性。

2 多級串聯高壓變頻器的電路拓撲

2.1 功率單元為單相電壓源逆變器

傳統的基于單相電壓源逆變器的多級串聯中壓變頻器如圖1所示，圖1中串聯級數為N＝5，輸入交流電壓6.0kV，每級電壓源逆變器最高可輸出690V相電壓，最高可輸出交流電壓6.0 kV。其功率電路主要包括15組三相繞組的工頻降壓變壓器、15組三相－單相交直交變換器。可見降壓變壓器次級繞組較多，功率單元較多，次級繞組、整流器以及電解電容的負荷不均衡。

圖1 傳統的電壓源逆變器多級串聯的高壓變頻器Fig.1 Traditional voltage source inverter multi－stage seriesconnection high voltage frequency converter

整流器功率平衡的N級串聯高壓變頻器如圖2所示［8］，圖2中串聯級數為N＝5，輸入交流電壓6.0kV，每級電壓源逆變器最高可輸出690 V相電壓，最高可輸出交流電壓6.0kV。其功率電路主要包括5組三相繞組的網側工頻降壓變壓器、15組三相－單相交直交變換器和5組載側三相高頻變壓器。可見降壓變壓器次級繞組較少，功率單元簡化，解決了次級繞組、整流器以及電解電容的負荷不均衡問題，但是增加了2個5組載側三相高頻變壓器。

圖2 整流器功率平衡的多級串聯高壓變頻器Fig.2 Multi－stage series－connection high voltage frequency converter with balanced output power of rectifier

2.2 功率單元為三相－單相矩陣變換器

根據圖1與圖2所示的構成方式，將其中的功率單元更換為三相－單相矩陣變換器，如圖3所示，分別構成次級繞組功率不平衡與平衡的三相－單相矩陣變換器多級串聯的高壓變頻器功率電路。

圖3 三相－單相矩陣變換器Fig.3 Three－single MC

由圖1和圖3可知，次級繞組功率不平衡三相－單相矩陣變換器多級串聯的高壓變頻器功率電路串聯級數為N＝5，輸入交流電壓6.0kV，每級矩陣變換器最高可輸出690V相電壓，最高可輸出交流電壓6.0kV。

由圖2和圖3可知，將其中的功率單元更換為三相－單相矩陣變換器，功率平衡的三相－單相矩陣變換器多級串聯的高壓變頻器功率電路具有5個次級繞組，每個次級繞組承擔三相對稱平衡的3個三相－單相矩陣變換器，共計15個三相－單相矩陣變換器。本文以此為例進行原理和仿真分析。

網側工頻變壓器為降壓型變壓器。由于負載平衡，次級繞組的設計得到簡化，只需5組次級繞組，網側變壓器可以全部采用Y－Y接法，或次級繞組采用曲折接法，但是每個次級繞組的容量增加2倍。

對于載側高頻變壓器，起到了電氣隔離或升壓作用，工作在高頻斬波狀態下。具有5個高頻變壓器，每個高頻變壓器的初級具有3個單相繞組，分別連接一個三相－單相矩陣變換器的輸出，次級具有3個單相繞組，依次與其他高頻變壓器的次級繞組串聯，形成一相高壓輸出。高頻變壓器的次級依次連接，形成三相變頻高壓輸出A，B和C。

由于載側變壓器的作用，使得負載側與變換器陣列隔離，提高了整個系統的安全可靠等級，同時可以制作成升壓變壓器，使得升壓范圍更寬。由于變換器工作在較高的開關頻率下，載側變壓器的體積遠遠低于傳輸相同功率的工頻變壓器。

3 多級串聯高壓變頻器的調制原理

對于對稱型多級串聯高壓變頻器，其PWM調制原理與傳統級聯高壓變頻器的相同，包括多載波PWM調制和載波相移PWM調制等。以載波移相PWM調制和N＝5級串聯為例，說明這種多級串聯高壓變頻器的調制原理。

載波相移PWM技術是PWM技術在多級串聯變頻器的擴展應用，每個變換器單元的PWM信號都是由一個三角載波和一個調制波比較產生。對于同一輸出相的變換器單元組，其所有變換器單元的調制波信號都相同，但每個功率單元的三角載波信號與它相鄰的三角載波信號之間有一定角度的相移，這種相移使得各變換器單元所產生的PWM脈沖在相位上錯開，從而每個變換器單元輸出都是基波相同的脈沖錯開的PWM波，使各功率單元最終疊加輸出PWM波形的等效開關頻率得到提高。多級串聯變頻器在不提高開關頻率的條件下，可以提高等效載波頻率，減小輸出電壓諧波，并且使得每個變換器單元的輸出功率相同。N＝5時載波相移PWM原理如圖4所示，圖4中包括相移為π／N和2π／N兩種情況，N為奇數時，兩種相移方式的控制效果相同［7］，但從波形對稱和均負載考慮，本文采用2π／N這種移相方式。

圖4 載波相移PWM調制原理（N＝5）Fig.4 Carrier phase－shifted PWM modulation principce（N＝5）

本文提出的三相－單相矩陣變換器多級串聯的高壓變頻器的載波相移PWM技術的基本思想是：5級串聯的三相－單相矩陣變換器均采用低開關頻率的PWM調制，并具有相同的頻率調制比，幅度調制度，且同一輸出相的變換器單元共用一個調制信號，而其三角載波的相位角依次差一個角度，利用PWM技術中的波形生成方式和多重化技術中的波形疊加結構產生相移為2π／N的載波相移PWM波形。

比較成熟的矩陣變換器的調制算法包括雙空間矢量算法、開關函數算法和雙線電壓算法等，本文采用開關函數算法［9］。

給定三相對稱的輸入相電壓方程和期望三相對稱的輸出相電壓方程分別為

式中：Uim為輸入相電壓幅值；Uom為期望輸出相電壓幅值；ωi為輸入相電壓的角頻率；ωo為期望輸出相電壓的角頻率；φov為期望輸出相電壓的初相。

可得矩陣變換器的通用開關函數通式，即每個雙向可控開關的占空比函數為［9］

式中：k為行數，代表輸入相數，k∈［1，3］；l為列數，代表輸出相數，l∈［1，3］；lk為l行k 列雙向可控開關；ωm＝ωo－ωi；ωs＝ωo＋ωi；φii為輸入電流初相，qv為 調 制 度為輸入電流相移因數，p∈［－1，1］。

對于三相 －單相矩陣變換器而言，l∈［1，2］。對于開關函數算法的載波相移PWM技術，可以采取對載波進行移相，也可以對開關函數進行移相，效果相同。

4 仿真分析Simulation

利用 Matlab／Simulink建立基于三相－單相矩陣變換器多級串聯高壓變頻器的仿真電路，如圖5所示，圖5中省去了中間三級級聯的仿真電路，其中每個次級繞組所負擔的變換器功率電路與控制電路如圖6所示，同樣為了圖的清晰只顯示一個MC電路，另外兩相集成子系統。

圖5 高壓大功率矩陣變換器的仿真電路Fig.5 Simulation circuit of high－power high－voltage MC

圖6 1個次級繞組的變換器功率電路與控制電路Fig.6 Power circuit and control circuit of the converters of a secondary windings

采用5級串聯結構，三相交流輸入線電壓6.0kV，網側變壓器次級電壓為690V。網側工頻變壓器次級繞組的基本相位差為60°／5＝12°。考慮到矩陣變換器的最高電壓利用率為，載側高頻變壓器的電壓變比為1∶1.3。三相－單相矩陣變換器的開關頻率為2kHz。采用相移角度為2π／N＝2π／5＝72°的載波相移PWM 調制原理。為了仿真方便，選擇三相阻感串聯負載，電阻為32Ω，電感為50mH，整機輸出有功功率可達1 MW。降壓變壓器次級繞組后的LC濾波器參數為：電感0.75mH，電容15μF。

仿真過程驗證了有關理論分析。網側一相交流電壓與電流的仿真波形如圖7所示，變壓器次級繞組一相電壓與電流波形如圖8所示，矩陣變換器單元輸出電壓波形如圖9所示，載側一相交流電壓與電流的仿真波形如圖10所示。為觀察方便，電壓幅度降低30倍。從所得波形可見，輸入功率因數為1，輸出電壓近似正弦波形。表明：基于三相－單相矩陣變換器的多級串聯變頻器原理上是可行的，可以作為中高壓變頻器的一種備選方案。

圖7 網側一相交流電壓與電流的仿真波形Fig.7 Phase voltage and current simulation waveforms at the mains side

圖8 變壓器次級繞組一相電壓與電流波形Fig.8 Phase voltage and current waveforms at a secondary windings

圖9 矩陣變換器單元輸出電壓波形Fig.9 Output voltage waveform at MC unit output side

圖10 載側一相交流電壓與電流的仿真波形Fig.10 Phase voltage and current waveforms at load side

注意事項：濾波器包括網側LC濾波器和次級繞組LC濾波器。濾波器參數設計是矩陣變換器的一大難點，因為不存在自然整流回路，LC濾波器發生振蕩，幅值與相位發生改變，影響矩陣變換器的安全換流。

對于圖1和圖3的基于三相－單相矩陣變換器多級串聯的次級繞組功率不平衡高壓變頻器，如果只有一相交流電壓輸出，不能獲得單位輸入功率因數，但是當輸出頻率為零時例外。如果具有三相對稱交流電壓和三相對稱負載，才能獲得單位輸入功率因數。任何一種情況下，降壓變壓器的每個次級繞組功率呈現不平衡。上述說法，也得到了仿真驗證。

對于圖2和圖3的基于三相－單相矩陣變換器多級串聯的高壓變頻器，一個次級繞組負責三相輸出，變壓器耦合輸出，如果三相負載平衡，不存在次級繞組功率不平衡現象。

5 結論

提出和分析了一種抽水儲能電機降壓變壓器次級繞組功率平衡的多級串聯高壓變頻器，由網側工頻降壓變壓器、MC陣列、載側高頻升壓變壓器等構成。串聯級數為N的多級串聯高壓變頻器包括N個降壓變壓器次級繞組、3 N個三相－單相矩陣變換器陣列，3 N個載側高頻變壓器。其特點：1）網側變壓器設計簡化，實現輸入單位功率因數；2）無整流器，瞬時負載平衡；3）載側變壓器開關頻率高，體積減少，電壓變比可調，且實現與負載隔離；4）輸出電壓多電平，簡化輸出濾波器設計和降低共模電壓干擾，改善電動機的工況；5）由于采用了矩陣變換器，所以整機具有4象限工作能力。

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