正弦波交流LED PWM調光器研究*

葛廣軍 張曉杰 楊 帆

(1.河南城建學院電氣系，河南平頂山467036;2.河南工業大學電氣工程學院，河南鄭州450001)

1 引言

如今，節能減排、綠色環保已成為全世界各個國家的共識。跟據國際能源署(IEA)估計，商業和住宅照明用電量占全世界每年發電量的20%。因此，世界各國紛紛致力于以更高能效的方案來替代低能效的現有光源［1～3］。發光二極管(LED)具有低能耗、高流明、長壽命、低污染的優點。隨著技術的進步，制造成本不斷下降，LED照明成為一種極為引人注目的替代光源解決方案［4］。近幾年來，LED照明在普通照明產業中不增長。根據國際電工組織頒布的IEC-1000-3-2-C電流諧波限制標準，高功率因數和低輸入電流諧波成為交流供電LED驅動器的強制設計要求［5］。近年來，很多學者陸續提出了多種適用于LED驅動的PFC拓撲和控制策略［6～7］。針對LED照明中可調光這一需求，少數廠商推出了基于DC LED照明的調光方式，采用連續或斷續的方式調節流過LED的電流大小，來改變LED燈的發光亮度，這些調光產品必須經過AC/DC變換后，才能在現有的供電模式(AC2200V 50Hz或AC110V 60Hz)中使用。隨著LED照明技術的進步，針對AC LED照明的研究方興未艾，但AC LED照明下的調光方法鮮有文獻報道［3］。本文簡要分析了AC LED照明中相控和PWM調光模式的工作原理，并進行了實驗對比分析。

2 相控調光器

調光器是一種常見的電力電子照明設備，在商業和住宅照明中大量使用，它具有使用方便和節能的優點。照明中廣泛使用的調光器主要采用可控硅控制技術，其電路工作原理有前沿和后沿相控兩種方法［4］。圖1是可控硅相控調光器的基本電路，AC是輸入工頻220V交流電，負載為AC LED，T1和T2是兩個可控硅或一個雙向可控硅TRIAC，可調電阻R1和電容C1組成可控硅門極觸發電路。正弦波輸入電壓過零點后，延遲一段時間，即相控角為(α)時，觸發可控硅T1導通，到下一個交流電壓過零時T1被反相截止;然后，再到下一個相控角(α)時再觸發可控硅T2導通，到下一個交流電壓過零時T2又被反相截止，這樣周而復始地工作。相控調光器的輸出電壓由式(1)給出:

圖1 相控調光電路原理圖

相控調光器功率因數(PF)可表示為:

為了簡化分析，只討論輸入電壓在正半周期時的工作情況，負半周期的工作情況與此類似。由電路原理可知，可控硅的相控角(α)與R1、C1組成的時間延遲電路有關。當R1、C1的參數不變，輸入電壓波動時對觸發相控角的影響如圖2所示。輸入電壓(藍色點劃線)正常幅值為Vin，某一時刻，由于電網電壓波動，電壓幅值升高到Vin1(藍色實線)，這時，觸發相控角減小到(α－β1)，角(β1)是由于輸入電壓增加到Vin1影響的結果，輸出電壓Vout(紅色粗線)也相應變大，如圖2(a)所示。當電壓幅值下降到Vin2(藍色實線)時，觸發相控角增大到(α+β2)，角(β2)是由于線路電壓降低到Vin2時影響的結果。輸出電壓Vout(紅色粗實線)也相應下降，如圖2(b)所示。這樣，線路電壓波動時，相控調光器將放大燈光的明暗閃爍程度。

圖2 相控調光器電壓波動時的波形圖

另外，相控調光器輸出電壓波形在觸發點處有一個很陡的前沿，電壓從零跳變到輸入值。如果燈具是電容性負載時，由于電容器兩端電壓不能突變，電路中會產生峰值很高的浪涌電流，這種浪涌電流將產生電磁干擾(EMI)，引起電網質量下降，甚至會干擾附近的其他電子設備［5］。為了減少其電磁干擾，需要在負載電路中串聯一個體積較大的電感線圈，使被斬波后的輸出波形前沿變緩。為了降低浪涌電流，文獻［4］提出了在相控調光器中，由可關斷器件MOSFET或IGBT取代可控硅，其工作原理與可控硅相控調光原理相反，這種調光方法又稱為后沿相控調光。當輸入電壓過零時，立即觸發導通開關管，輸出電壓由零開始上升，導通一段時間后，即導通角為(β)時，控制電路關斷開關管，由于輸出電壓和電流在變化過程中，不存在向上的突變，這種后沿相位調光器最大限度地降低了浪涌電流，輸出電流波形比較平滑。后沿相位調光器的輸出電壓由式(3)給出:

后沿相控調光器功率因數由公式(4)給出:

后沿相控調光器輸出電壓與前沿相位調光器控制過程相反，導通角(β)越大，輸出電壓Vout越大，亦越接近于輸入電壓Vin。開關器件關斷瞬間，電流突然斷續，d i/d t將會很大，如果電路中沒有設計續流回路，將其直接應用于電感性負載時，會引起嚴重后果，但后沿相控調光器與容性負載有極好的適應性。所以，在實際相控調光電路中為降低d i/d t和d v/d t，必須在開關電路中加入RC緩沖吸收電路，以降低電磁干擾。

由上分析可知，相控調光器的本質是斬波降壓，其輸出波形明顯變形，且產生大量諧波電流。由公式(2)和(4)可知，相控調光器的功率因數低，如果前沿相控調光器觸發相控角(α)接近(π)，或后沿相控調光器導通角(β)接近(0)，功率因數更低。當(α=β=90°)時，即在輸入正弦波電壓最大峰值處導通，在這種情況下，諧波電流最嚴重，應用中需要在負載電路中串聯一個體積較大的濾波電感。

3 PWM調光器

PWM調光器是在小段時間內啟動—停止、重新啟動—停止，斷續給負載LED供電，這個啟動和重新啟動循環的頻率必須快于人眼可以感知的速度，以免出現光閃爍。LED的發光強度與通過LED的電流大小成正比，即與調光器輸出電流波形的占空比成正比，可有式(5)給出。

這里，Iin是流過LED的額定電流，Iout是調光器輸出平均電流，D是占空比，T是開關周期，ton是導通時間，toff是關斷時間。

圖3是PWM調光器基本電路，主電路開關器件由兩個功率MOSFET反串聯組成，兩個MOSFET開關管T1和T2反串聯，它們的源極s1和s2，柵極(控制極)g1和g2分別并聯在一起，可以用一路PWM信號控制其導通或關斷，D1和D2是兩個MOSFET開關管T1和T2的體內寄生二極管。輸入濾波器由C1、C2、C3、C4和L1組成，EMI濾波器用來抑制PWM調光器產生的高次諧波電流。一個開關周期中的兩種工作狀態如圖4所示。在T1或T2導通期間，電流流過負載AC LED。當開關管T1和T2截止時，電流斷開。由于PWM調光器的占空比與輸入電壓無關，當電網電壓波動時，控制電路自動調整占空比，使PWM調光器的輸出電壓穩定在給定值。開關頻率越高，光閃爍越小。所以，PWM調光器在輸入電壓波動時不放大光閃爍。

圖3 PWM調光器電路原理圖

圖4 PWM調光器工作原理圖

4 實驗結果

為了驗證前面的分析結果，針對晶越光電科技有限公司的照明燈具用10W AC LED球形燈設計了相控和PWM調光器。PWM調光器電路主要元器件參數如下:濾波電感L1為10mH，電容C1、C2、C3和C4分別是330μ、220μ和1μ，T1和T2為MTH12N50，開關頻率20kHz，輸出最大功率30W。在相同的輸入電壓和負載條件下，相控調光器和PWM調光器輸入電流所含諧波電流測試結果如表1所示。結果表明，相控調光器的諧波失真THD為108%，3次諧波電流為82.7%;PWM調光器的諧波失真顯著減小，THD為46%，3次諧波電流為43.6%。

表1 PWM調光器和相控調光器諧波分析

相控調光器相控角為90°，電壓上下波動時的波形如圖5所示。圖5(a)是相控調光器在輸入電壓為220V、輸出電壓為195V的波形。圖5(b)是相控調光器在輸入電壓為200 V、輸出電壓為165 V的波形，輸入電壓變低使R1～C1延遲電路充放電時間變長，雙向可控硅調光器的相控角增大，延遲觸發導通可控硅，造成輸出電壓下降。圖5(c)是相控調光器在輸入電壓為240V、輸出電壓為216 V的波形，輸入電壓變高使R1～C1延遲電路充放電時間減小，可控硅調光器的相控角減小，提前觸發導通可控硅，造成輸出電壓增大。因此，當輸入電壓波動時，直接影響相控調光器的R1～C1延遲電路，影響其充放電時間，使可控硅的相控角增大或變小，造成輸出電壓比輸入電壓波動幅度大。在這種情況下，會增強燈光明暗閃爍程度，即輸入電壓波動時，相控調光器會放大光閃爍。

圖5 相控調光器輸入電壓波動時的波形圖

PWM調光器在占空比為0.5，輸入電壓上下波動時的波形如圖6所示，圖6(a):輸入電壓220V，輸出電壓為195V。圖6(b):圖6(a)條件下的放大1000倍的波形圖，這時，PWM調光器的開關頻率為98千赫。圖6(c):輸入電壓為200V，輸出電壓為179V。圖6(d):輸入電壓240V，輸出電壓為202V。由于PWM調光器的占空比與輸入電壓無關，當占空比不變時，其輸出電壓與輸入電壓呈線性關系，所以，PWM調光器不放大由輸入電壓波動引起的燈光閃爍。在額定輸入電壓220V下，PWM調光器帶10W的AC LED燈進行調光實驗，調光范圍為(0～100%)，LED輸出流明與調光器的輸出電流之間近似呈線性關系。在負載額定功率下，電路功率因數為94.1%，電源轉換效率達93.6%。

圖6 PWM調光器輸入電壓波動時的波形圖

5 結論

在現有照明供電模式下，分析了AC LED照明下相控和PWM調光器的工作原理，針對照明燈具用10W AC LED球形燈設計了相控和PWM調光器。實驗結果表明:PWM調光器功率因數高，能夠輸出正弦波電壓和電流，降低輸入電流中的諧波電流;PWM調光器的開關頻率高達20kHz，減小了輸入濾波器的體積;PWM調光器在調光過程中，不放大由輸入電壓波動而引起的燈光閃爍。該調光器在家用和商業照明中有較廣的應用前景。

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