中國移動多媒體廣播外輻射源雷達參考信號獲取方法研究

萬顯榮 岑 博 易建新 方 亮 柯亨玉

(武漢大學電子信息學院 武漢 430079)

1 引言

外輻射源探測是一種利用第三方發射的電磁信號來實現目標探測和跟蹤的雷達新體制，因其具有良好的“四抗”性能近年來受到了國內外學者的廣泛重視[1-5]。隨著數字廣播電視在全球日益普及并逐步取代模擬信號，利用數字音頻廣播(Digital Audio Broadcasting, DAB)、數字視頻廣播(Digital Video Broadcasting, DVB-T)等信號的無源探測已成為新體制外輻射源探測的研究熱點[6-9]。 2006年，國家廣播電視總局推出了基于我國國情的數字移動多媒體視頻廣播[10](China Mobile Multimedia Broadcasting, CMMB)行業標準。CMMB近年在我國獲得蓬勃發展，目前信號已覆蓋全國320個主要城市，這為我國研究新體制外輻射源雷達提供了極好的條件。

外輻射源雷達利用監測通道目標信號與參考通道直達波信號二者相關性實現目標的探測，其中參考信號獲取是外輻射源雷達信號處理的核心環節，參考信號的純凈程度直接決定著雷達探測性能的好壞。CMMB采用單頻網結構，多臺發射機以相同的頻率發射同樣的節目數據，因此較傳統模擬波形外輻射源雷達而言參考通道多徑現象更為嚴重。傳統基于模擬波形的外輻射源雷達參考信號提純通常采用空域波束形成、時域自適應濾波等多徑抑制技術[11,12]。歐洲現已普及DAB和DVB-T信號，基于數字廣播電視信號的外輻射源雷達技術已走在世界前列，O’Hagan等人[13]與 Baczyk等人[14]分別研究了DAB和DVB-T外輻射源雷達中基于信號重構的參考信號獲取方法。本文針對我國 CMMB信號的特殊結構，首先研究了利用 CMMB同步信號的自適應濾波提純算法，分析了該算法可行性與不足之處；接著提出了基于 CMMB發射信號重構獲取純凈參考信號的方法；最后分析并比較了兩種算法的性能并通過實測信號對重構算法進行了驗證。

2 CMMB信號

CMMB物理層輸入數據流經過前向糾錯編碼、交織和星座映射，與離散導頻和連續導頻進行復接，然后進行正交頻分復用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing, OFDM)調制。調制后的信號插入幀頭形成物理層信號幀，經基帶至射頻變換后發射[10]。CMMB系統物理層功能如圖1所示。里德-索羅蒙(Reed-Solomon, RS)編碼、字節交織、低密度奇偶校驗(Low Density Parity Check, LDPC)碼和比特交織共同構成了 CMMB物理層信道編碼部分，兩級編碼結構是CMMB信號正確解調的基礎，同時也為無源探測參考信號在低信噪比下正確重構提供了保障；兩級交織將傳輸比特進一步隨機化，使得探測信號性能與具體節目數據流無關，這也是基于 OFDM 調制的數字波形外輻射源雷達相對比傳統模擬波形外輻射源雷達的突出優勢之一。

圖1 物理層功能框圖

CMMB物理層信號1幀持續時間為1s，劃分為40個時隙，每個時隙包含1個信標和53個OFDM數據符號，信標又進一步分為發射機標識信號(TxID)和兩個同步信號，信號幀結構如圖2所示。

圖2 CMMB信號幀結構

CMMB信號一個符號可表示為

其中k是子載波序號，N是每個OFDM符號包含的子載波數，Δf為子載波間隔，ck是復調制數據，fc為射頻信號的中心頻率，Tu是 OFDM 符號有效部分持續時間，TCP為循環前綴的持續時間，TGI= 2 .4 μs是保護間隔長度。CMMB信號模糊函數由一個主峰和多個副峰組成，對模糊函數進行去模糊處理[9]，得到“圖釘形”的單峰值模糊函數，如圖3所示。

圖3 去模糊處理后CMMB信號模糊函數圖

3 基于CMMB同步信號的自適應濾波提純算法

3.1 參考通道信號模型

與傳統無源雷達信號模型一致，接收天線獲得的參考通道信號由純凈的直達波信號和多徑干擾信號以及噪聲疊加而成，信號模型如式(2)所示。

其中y(t)是參考通道信號，s(t)是需要提取的純凈直達波，N是多徑條數，λk和τk分別表示第k條多徑的反射系數和相對s(t)的延遲，n(t)為噪聲。

自適應濾波提純直達波的核心思想是通過濾波器濾除直達波多徑干擾信號來得到較為純凈的參考樣本。為得到s(t)，需構造濾波器，輸入為y(t)，輸出是s(t)的估計值，如式(3)。

式(3)中，用離散序號n代替了連續時間t,w=[w0w1…wM-1]T是濾波器抽頭系數，M為濾波器階數。

3.2 基于同步信號的自適應提純算法

CMMB信號每個時隙信標中含有兩個完全相同的同步信號，并且同步信號傳輸的內容是事先已知的，這相當于為我們提供了一個訓練序列，利用這個訓練序列可實時捕獲信道的變化，求取濾波器的抽頭系數w，構造濾波器。將該濾波器應用于CMMB數據符號部分，如式(3)，即可濾除參考信號中的多徑干擾信號。

同步信號求取濾波器系數需采用自適應算法，本文選取遞歸最小二乘方(RLS)算法[15]，具體計算流程如下步驟所示：

步驟1 初始化：w(0)=0,T( 0)=δ-1I，其中δ是一個很小的值，本文取δ= 0 .01,I為M階單位陣。

步驟2 迭代更新：n=M,M+ 1,M+2,…

求取下一時刻的濾波器抽頭系數：

其中w(n)為n時刻的濾波器系數，u(n)是n時刻的輸入，e(n)是預測誤差，RLS自適應算法就是根據預測誤差來自適應調整w(n),k(n)是增益因子，λ為遺忘因子。

自適應濾波算法利用同步信號來獲取信道特征，并將其用于 CMMB數據部分。自適應濾波器系數僅用同步信號就可獲得，算法效率較高。該算法在多徑數目少，多徑延遲相對密集的條件下有較好的性能。但算法要求數據部分傳送期間的信道特征應和訓練序列傳輸時基本相同，在實際應用中，這一點可能較難滿足，這就使得利用同步信號估計的信道特征直接應用于數據部分時可能會引起畸變。另外，RLS自適應濾波算法對信號中的噪聲未作過多的處理，這在一定程度上也影響了信號的相關性。

OFDM 技術有很強的抗多徑衰落和窄帶噪聲的能力，參考信號提取應該充分利用信號結構本身的優勢，為此，在深究 CMMB信號形成機制的基礎上，本文重點研究基于 CMMB發射信號重構的參考信號提取方法。

4 基于CMMB調制解調理論的直達波重構方法

4.1 重構流程

CMMB信號重構，就是根據CMMB信號調制解調流程，從接收到的信號中恢復出盡可能準確的發射信號，具體流程如圖4所示。采樣得到的CMMB參考通道信號經過同步、信道估計、信道解碼等處理，恢復出誤碼率盡可能低的二進制比特流，然后再經過圖 1所示的物理層功能流程完成信號的重構。

圖4 CMMB信號重構流程圖

4.2 重構關鍵技術

同步和信道估計是信號重構的關鍵，直接影響參考信號的質量。同步的主要任務是獲取信號的幀起點，估計出混頻過程中出現的頻率偏差和采樣過程中引進的采樣誤差，并對其進行補償。頻率偏差和采樣誤差會影響同步結果，增大信道解碼的誤碼率，降低重構信號的準確性。正如前面方法所述，CMMB信號每個時隙中包含了兩個完全相同的同步信號，利用加窗檢測峰值的方法可以捕獲同步信號的位置，見式(9)。

其中n對應采樣點的序號，Nsync為同步信號的長度，s(i)是采樣得到CMMB信號，N為1個時隙的CMMB信號長度。為保證能獲取兩個完整的同步信號，這里取滑動長度為2N。在求得同步信號起始位置后，就可利用同步信號估計出頻率偏差，利用導頻信息對頻率偏差和采樣率偏差進行跟蹤估計。

信道估計的作用是估計出信號在傳播過程中所經過信道的沖擊響應。單頻網 CMMB信道多徑現象尤為嚴重，頻率選擇性衰落普遍存在，因此，良好的信道估計是獲取純凈比特流的關鍵步驟。CMMB信道估計采用時頻2維插值算法[16]，利用已知的離散導頻的值，求取離散導頻處的子載波沖擊響應，然后根據離散導頻在時域和頻域兩個方向的排列規律，通過插值算法估計出數據子載波處的響應，再按式(10)對信號進行均衡處理。

其中l和k分別表示OFDM符號的符號序號和子載波序號。將時域信號變換至頻域，得到OFDM子載波的值，進行均衡處理。Xl,k是均衡后的數據子載波，Yl,k是均衡前的子載波，是估計出的頻域響應，由真實的響應值Hl,k和估計噪聲Nl,k兩部分構成。

無論是同步還是信道估計得到的都只是復調制數據，要得到二進制比特流，還需要經過解星座映射和信道解碼。CMMB信號的解星座映射采用軟解調算法，即利用得到的復調制數據計算每一個比特的對數似然比。令信道估計后的頻域復符號為r=x+jy，式(11)-式(13)分別給出了 BPSK,QPSK和16QAM的軟解調輸出[17]，顯然，BPSK,QPSK, 16QAM映射方式的復調制數據分別對應1 bit, 2 bit, 4 bit的似然比。

其中LLR(ci)表示第i個比特對應的輸出對數似然比，σ2是噪聲方差。在16QAM映射方式中，分別表示第i個比特為1和0時所對應的星座圖上點的集合。

解星座完成后，對軟解調輸出的對數似然比進行信道解碼，得到比特流。CMMB信道解碼需經過解比特交織，LDPC解碼，RS解碼和解字節交織幾個階段。通過解碼糾正錯誤比特后，再按圖1所示流程將比特信息通過信道編碼，調制到OFDM子載波上，形成最終重構的直達波信號。

5 參考信號獲取算法性能分析與比較

5.1 重構算法與誤碼率性能分析

本小節驗證重構算法在低信噪比(高斯信道)下的重構性能。圖5給出了兩種情形下QPSK映射方式在不同信噪比下的誤碼率統計曲線：(1)經過信道解碼；(2)不經過信道解碼而直接硬判決。圖中曲線表明，信道解碼可以大大降低傳輸比特的誤碼率，在較低的信噪比下(4 dB)，誤碼率即可達到 0，這顯示了重構算法的穩健性。圖6表示重構信號與原始信號相關峰值信噪比隨誤碼率的變化曲線，可以看到，峰值信噪比隨誤碼率的變化并不敏感，但誤碼率對基于重構信號抑制直達波的效果有較大影響[14]，并且隨著誤碼率的進一步增大(大于 1 0-2)，峰值信噪比下降較明顯，這要求在重構過程中將誤碼率盡可能降低。

5.2 提純性能比較

由于參考信號與多徑信號具有較強的相關性，基于此，下面來驗證以上兩種參考信號獲取算法的有效性，并比較二者的提純性能。仿真信道采用經典巴西信道A模型，具體參數如下：各路徑相對幅度分別為[1 0.2045 0.1548 0.1790 0.2078 0.1509]，延時點數分別為[0 2 22 30 58 59]。仿真多徑信號信噪比為25 dB。分別利用參考信號與多徑信號、濾波處理后的信號以及重構的信號相匹配，繪制距離多普勒譜，比較它們的零多普勒截線，如圖7所示。不失一般性并考慮到計算量，這里自適應濾波算法采用80階濾波器。

由圖 7(a)可見，多徑信號的存在引起了距離譜上的副峰。經過自適應濾波后的多徑信號幅度有明顯的衰減，這表明自適應濾波算法能有效地抑制多徑信號。但多徑副峰并沒有完全消失，并且信號經過濾波器引起了延時。如要進一步提高濾波性能，必須增加濾波器的階數，這無疑將增加信號延時和降低運算效率。而重構的方法則基本上不受多徑的影響，只要多徑延時在循環前綴長度內，沒有引起符號間干擾，就可恢復出原始的發射信號，如圖7(b)所示。另外，由于重構算法通過信道解碼能夠恢復出低誤碼的比特流，大大降低了噪聲對算法性能的影響。因此，相比自適應濾波算法，基于參考信號重構的算法具有更為穩健的性能，能夠提取出更純凈的參考信號。

5.3 重構算法實測驗證

圖5 誤碼率隨信噪比變化統計曲線

圖6 峰值信噪比隨誤碼率變化曲線

圖7 參考信號獲取算法性能比較

圖8 重構信號與原始信號相關譜

武漢大學電波傳播實驗室已研制 CMMB外輻射源雷達接收系統。為前期理論研究的方便，實驗室專門購買了 CMMB信號發生器，信號頻率、功率和節目內容可任意定制。在室內進行閉環實驗，利用多通道數字接收機采集經模擬前端輸出的CMMB信號(中頻60 MHz，帶寬8.5 MHz)，采樣率為80 MHz，經數字下變頻得到10 MHz的基帶IQ實測信號。按照圖4的處理流程對該信號進行重構，為驗證上述算法重構參考信號的性能，利用重構信號與 CMMB信號源產生的原始信號繪制相關譜圖，如圖8所示。較高的峰值信噪比顯示了良好的信號相關性，從實驗角度驗證了重構參考信號的有效性。

6 結束語

文中結合 CMMB外輻射源雷達特殊的信號結構，將傳統自適應濾波原理應用于參考信號提純中，分析了其可行性和不足之處。在此基礎上，根據CMMB信號調制解調原理，研究了通過CMMB信號重構來獲取參考信號的方法。仿真結果表明，兩種算法均能較有效地抑制參考通道中的多徑信號。但由于單頻網結構中 CMMB信號多徑現象較為嚴重，自適應濾波提純算法有其局限性，而充分利用了 OFDM 信號抗多徑和抗噪聲優點的信號重構算法可以很好地適應這種信道環境，是一種行之有效的CMMB外輻射源雷達參考信號獲取方法。

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