集成于無源UHF RFID標簽的高分辨率CMOS溫度傳感器*

王 倩，毛陸虹，張 歡，張世林，謝 生

(天津大學電子信息工程學院，天津300072)

射頻識別技術RFID(Radio Frequency Identification)是一種非接觸式的自動識別技術，它通過射頻信號自動識別標簽并且能夠進行雙向的數據傳輸。與傳統的自動識別技術不同，射頻識別技術可以進行遠距離，非視距的識別，并且識別過程無需人工操作，過程快捷方便。一般而言，射頻識別技術識別距離可達到幾十米以上，可以識別高速運動中的物體，并且可以同時識別多個標簽。同時，與傳統的條形碼相比，RFID標簽具有防水防磁，耐高溫，壽命長，識別距離大，數據容量大，讀寫方便等優點。因此，它被廣泛的認為是傳統條形碼的替代品。

帶有智能傳感器的RFID，是無線傳感網絡WSN(Wireless Sensor Network)的重要組成部分。RFID技術與無線傳感器網絡WSN結合成為熱點的發展方向［1－3］。其中，在標簽芯片中嵌入溫度傳感電路是其中的一大方向。

目前基于CMOS工藝的RFID溫度傳感方法有兩種典型的結構，一種結構是利用模數轉換(ADC)將與溫度有關的電壓信號轉換成包含溫度信息的數字信號來實現溫度的測量。在國外，荷蘭的Delft理工大學［4－8］，XP 公司［9］，Analog Device 公司［10］，Intel公司［11］等單位對基于這種技術的溫度傳感器展開了設計研究工作;在國內，中科院微電子所［12－13］，復旦大學［14］等單位都對此類溫度傳感器進行了研究。另一種結構是采用時域數字量化的方式將周期隨溫度變化的信號轉化為包含溫度信息的數字信號，即利用一個輸出周期隨溫度變化的時鐘對一個脈沖寬度與溫度無關的脈沖信號進行采樣計數，或者利用一個輸出周期與溫度無關的時鐘對一個脈沖寬度隨溫度變化的脈沖信號進行采樣計數，從而得到與溫度相關的數字信息，最終通過后續數字信號處理得到溫度信息。在國外，哈佛大學［15］，西班牙 Navarra 大學［16］，韓國KAIST研究所［17］等單位對基于這種技術的溫度傳感器進行了研究;在國內，國立臺灣科技大學［18］，香港科技大學［19－20］，中科院半導體所［21－22］等單位都對此類溫度傳感器進行了研究。

采用上述第1種結構的溫度傳感器具有測量范圍寬，量化誤差小，測量精度高，測試成本低的特點，但其功耗一般較大，約在上百微瓦至幾毫瓦。第2種方法功耗很低，但一般測量范圍較小，測量精度不高，對時鐘穩定性要求較高。

以往的利用時域數字量化方式進行的溫度傳感方法中，產生計數器使能信號的恒定脈沖產生器電路，本身可能受溫度影響，而使得產生的脈沖的寬度并不是完全與溫度無關，最終使得計數不夠準確。本文采用一種新方法，利用簡單的數字電路對閱讀器發送的幀頭命令進行處理，得到抗溫度變化的恒定脈沖信號，有效克服了以上問題，提高了溫度傳感的精度。

另外，一般采用時域數字量化方式的溫度傳感方法是，用基準振蕩器對與溫度線性相關的脈沖信號進行采樣計數，如文獻［23－24］，但此種方法對高頻振蕩器的溫度穩定性要求較高，振蕩器周期產生微小變化即可對采樣結果產生較大影響，且產生的脈沖周期變化范圍較小，本發明用與溫度線性相關的脈沖信號作為時鐘信號對恒定脈沖進行采樣計數，恒定脈沖寬度很大，且時鐘信號頻率高，隨溫度變化明顯，使得在－50℃～50℃的寬溫度范圍內，采樣計數差值較大，最終使溫度傳感精度得到進一步提高。

1 電路框圖及工作原理

本文設計的RFID標簽內嵌溫度傳感器利用時域數字量化的方式實現，其實現框圖如圖1所示，主要包括數字寬脈沖產生電路、PTAT振蕩器和9 bit異步計數器。當數字電路檢測到閱讀器發送的幀頭信號到來時，數字寬脈沖產生電路開始工作，通過對幀頭信號的處理，得到一個抗溫度變化的寬脈沖信號PUSLE_out，作為9 bit異步計數器的使能信號En;用PTAT電流源產生與溫度正線性相關的電流IPTAT，通過偏置電路提供給標簽內部的振蕩器，產生脈沖寬度與溫度線性相關的脈沖信號PTAT_osc_out，作為計數器的時鐘信號Clk;利用以上產生的寬脈沖和與溫度相關的時鐘信號進行采樣計數，最終得到包含溫度信息的9 bit數字輸出。

圖1 RFID標簽內嵌溫度傳感器框圖

2 具體電路模塊的實現

2.1 數字寬脈沖產生電路

根據ISO 18000－6 Type B協議規定，閱讀器發送給標簽的一般命令格式如表1所示。幀頭檢測(Preamble Detect)為至少持續400 μs的穩定無調制載波，對于40 kbit/s的數據通訊速率而言，相當于16 bit的傳輸數據;幀頭(Preamble)為9 bit NRZ格式的 Manchester編碼“0”，其編碼形式是“010101010101010101”，同樣對于40 kbit/s的數據通訊速率而言，其相當于9個周期為25 μs的方波組成的脈沖信號，利用這個信號得到一個寬脈沖信號，該寬脈沖信號溫度系數為0，將作為計數器的使能信號，最終使溫度傳感精度提高。

表1 ISO 18000－6 Type B協議規定的閱讀器發送命令格式

具體的實現方法是:一旦檢測到閱讀器發送的命令由“1”變為“0”，則數字電路開始工作，對幀頭的9個周期為25 μs的方波信號進行計數，當檢測到第9個上升沿時，使得輸出為“0”，共計數8個周期，即得到寬度為200 μs的寬脈沖信號。具體方法是由Verilog語言編寫代碼實現計數器的功能，該部分數字電路綜合之后只有16個數字門，而數字電路本身就比模擬電路受溫度的影響小得多，所以該方法受溫度影響很小。圖2所示為閱讀器發送的命令幀頭信號和處理后的脈沖波形圖。

圖2 閱讀器幀頭命令處理前后波形圖

2.2 PTAT 振蕩器

本文設計的PTAT振蕩器結構包括PTAT電流源、振蕩器，其中振蕩器包括偏置電路、遲滯比較器和緩沖電路。

2.2.1 PTAT 電流源

如圖3所示為PTAT電流源電路。該電路由與電源無關的偏置電路和雙極晶體管結合構成，P1、P2和N1、N2均為相同的對管，為了使兩條支路電流相等，即 Id1=Id2，電路要保證 VsN1=VsN2，VsN1和 VsN2分別為N1管和N2管的源極電壓，利用兩個PNP管基射極電壓Vbe的差值，電阻上的電壓為:

其中，Ve1，Ve2分別為PNP1和PNP2管的發射極電壓，Vbe1和Vbe2分別為PNP1和PNP2管的基射極之間的電壓，VT為熱電壓，k為波爾茲曼常數，T為絕對溫度，n為兩個管子有效發射結面積的比值，q為電子的帶電量。

圖3 PTAT電流源電路

因此，如果P3管也跟P1、P2管相同，則最終輸出電流:

根據等效熱電壓VT的正溫度系數:

輸出電流與溫度成正線性關系:

該電路中P4、P5和N3管構成啟動電路，在上電過程中，起始N3柵極處于低電位，P5導通，對偏置電路注入電流，啟動電路開啟;隨著VDD逐漸升高，通過P4對N3充電，最終N3柵極達到高電位，P5截止，啟動電路關閉，整個電路穩定工作。

2.2.2 振蕩器電路

本文為進一步降低內嵌溫度傳感器的功耗，振蕩器利用標簽內部的振蕩電路，其電路如圖4所示。該振蕩電路是基于遲滯比較器的，圖4中的Comparator代表遲滯比較器，前面的電路是偏置電路，主要作用是將之前PTAT電流源產生的與溫度正線性相關的電流IPTAT偏置給遲滯比較器，同時為遲滯比較器提供一個恒定的參考電壓，作為比較器正輸入端的輸入電壓;比較器后面的兩級反相器為緩沖級，使得輸出的脈沖更加理想。

圖4 振蕩器電路

振蕩器的輸出反饋回比較器輸入端，通過一個反相器對電容C充電，充電電壓輸入比較器的負輸入端。最初，整個電路的輸出為低電平，反饋到輸入端，PM13導通，NM11截止，因此電源電壓通過PM9，PM13為電容充電，因此 Vi－逐漸增大，當 Vi－超過正向轉折點時，輸出反轉為高電平，通過反饋，PM13截止，NM11導通，電容通過NM11，NM12放電，因此Vi－電壓逐漸減小，當減小到低于負向轉折點時，輸出端再次翻轉，如此往復進行即產生了周期性的脈沖信號。當電容值恒定時，

其中Δt是電容C的充(放)電時間，ΔV是電容C充放電壓差，等于遲滯比較器正負參考電壓差，即

則振蕩器周期T為

從上式可看出，當電容值恒定時，振蕩器周期T僅受I_PTAT影響。I_PTAT越大，充電時間越短，產生的脈沖周期就越小，最終使得不同溫度下產生不同周期的脈沖。

2.3 9 bit異步計數器

本文采用帶復位端的9 bit異步計數器，計數范圍0～255。之所以選擇異步計數器，是因為其特定的優點。異步計數器高位觸發器的翻轉完全靠相鄰的低位輸出控制，因此其計數速度較慢，隨著位數的增加，計數器從受時鐘觸發到穩定狀態的建立，時延也大大增加。但是異步計數器的電路結構簡單，使用的元件數較少，這個重要的優點使其在VLSI設計中應用十分廣泛。

本文采用的計數器為9 bit異步計數器，是以二分頻器為基礎的，二分頻電路由兩個帶復位端的D觸發器構成，而兩個觸發器采用相反的時鐘信號，第二個觸發器的輸出Q端取反后反饋回第一個觸發器的輸入端，輸出信號在輸入時鐘信號上升沿時進行翻轉，而一旦復位信號有效，則輸出信號歸零。

圖5所示為9 bit異步計數器，由9個二分頻器和其他邏輯電路組成。第1級分頻器的輸出作為第2級分頻器的時鐘信號，控制第2級觸發器的翻轉;第2級分頻器的輸出作為第3級分頻器的時鐘信號，控制第3級觸發器的翻轉;第3級分頻器的輸出作為第4級分頻器的時鐘信號，控制第4級觸發器的翻轉;以此類推。因此，各級觸發器輸出信號的頻率依次減半，Q0的輸出是計數時鐘信號CP的2分頻，Q1是4分頻，Q2是8分頻，Q3是16分頻，以此類推，最終達到256分頻，計數范圍為0～255，該計數器利用一個與非門和一個非門，通過使能信號En和時鐘信號Clk控制計數，當En信號為0時，第1個二分頻器的時鐘信號始終為0，此時計數器不工作，而當En信號為1時，第1個二分頻器的時鐘信號與輸入的時鐘信號一致，上升沿時開始工作，當En變成低電平時，計數停止，且每個輸出都變成低電平。

圖5 異步計數器電路(9 bit)

3 仿真結果及其分析

本文的內嵌溫度傳感器是用0.18 μm UMC CMOS工藝實現，在Spectre環境下進行仿真的。電源電壓為1.8 V，在－50℃ ～50℃范圍內仿真，其直流功耗為789 nW。

3.1 前仿結果

圖6 PTAT電流源產生的電流隨溫度的變化曲線

如圖6所示，左圖為PTAT電流源產生的電流隨溫度的變化曲線，當溫度從－50℃ ～50℃變化時，電流隨溫度升高而增大，從51.08 nA～333.7 nA變化，并呈現較好的線性度;右圖為電流對溫度的微分曲線，在－50℃ ～50℃溫度范圍內，斜率保持在1.776 nA/℃ ～3.477 nA/℃之間很小的值，線性度良好。

將以上PTAT電流提供給振蕩器，得到周期隨溫度變化的脈沖信號，再通過采樣計數，得到不同溫度下的不同計數值，如圖7所示為0℃時，使能信號、時鐘信號和計數器的各位輸出結果，可見0℃時，計數器輸出為100100001，化為十進制是289。

圖7 0℃時使能信號、時鐘信號和計數器的輸出結果

最終在－50℃ ～50℃范圍下，不同溫度下的時鐘信號周期和計數器的計數結果如表2所示。溫度傳感器的有效分辨率［20］定義為:

由表2所示結果可見，在－50℃ ～50℃范圍內，本文的溫度傳感器有效分辨率為:

與已報道的相關文獻相比，本文設計的標簽內嵌溫度傳感器的有效分辨率有了顯著提高。

表2 －50℃ ～50℃范圍內不同溫度下的時鐘信號周期和計數結果統計

將計數器的計數結果隨溫度的變化繪成曲線，如圖8所示，溫度傳感器的數值輸出Dout與溫度的關系近似為:

可見，最終的計數結果呈現很好的線性度。其輸出靈敏度較高，為3.60 LSB/℃，可適用于無源UHF RFID標簽芯片中。

圖8 計數結果隨溫度的變化曲線

3.2 后仿結果

在0.18 μm UMC CMOS工藝下，本文將設計的溫度傳感器作為一個整體電路設計了版圖，如圖9所示。

圖9 0.18 μm UMC CMOS工藝下溫度傳感器整體版圖

通過參數的提取，最終得到后仿結果，由于后仿時間較長，并且考慮到版圖引入的工藝寄生參數對各個溫度的影響是均衡的，本文僅選取了－50℃、0℃、50℃三個點進行了仿真，表3列舉出這三個溫度下時鐘信號的周期和計數器的計數結果。

表3 －50℃、0℃、50℃三個溫度下的后仿結果

由表3所示結果可知，后仿結果將時鐘信號的周期整體提高了，這是由于寄生電容和電阻的影響，使得振蕩器振蕩周期延長，但不影響最終計數的線性度，只是將有效分辨率降低了一些。后仿的有效分辨率為:

溫度傳感器的數值輸出Dout與溫度的關系近似為:

最終的線性度沒有受到影響，其輸出靈敏度雖然由 3.60 LSB/℃降低到了 3.01 LSB/℃，但仍具有較高的競爭力。

下面總結本文設計的CMOS溫度傳感器與同類研究方法各指標的異同，如表4所列。由比較可見，本文設計的RFID標簽內嵌溫度傳感器在保證較低功耗的前提下，實現了高分辨率。

表4 本文設計與其他文獻研究方法的異同

4 結論

本文設計了一種采用時域數字量化方式實現的高分辨率的RFID標簽內嵌溫度傳感器。基于0.18 μm UMC CMOS工藝，在Spectre環境下仿真。前仿和后仿結果表明:在電源電壓1.8 V情況下，內嵌溫度傳感器的直流功耗為789 nW。在－50℃ ～50℃溫度范圍內，溫度傳感器的數字輸出隨溫度升高而增大，呈現良好的線性度，且有效分辨率較高，后仿結果為0.332℃/LSB。本文設計的溫度傳感器充分利用閱讀器發送的命令，產生抗溫度變化的恒定脈沖信號，顯著提高了有效分辨率，且利用標簽內部振蕩器，保證了內嵌溫度傳感器的功耗，滿足無源RFID標簽芯片的系統要求。本文將設計的溫度傳感器作為一個整體電路設計了版圖，可以在沒有整體RFID標簽其他電路的情況下也方便進行性能測試，版圖面積為 769 μm×643 μm。

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