線性調頻脈壓雷達部分相參干擾性能分析?

梅勇兵

線性調頻脈壓雷達部分相參干擾性能分析?

梅勇兵

（中國西南電子技術研究所，成都610036）

針對線性調頻脈壓雷達部分相參干擾信號參數設計的問題，在線性調頻脈壓雷達移頻干擾和部分截取干擾的基礎上，建立了一般化的線性調頻脈壓雷達部分相參干擾模型，通過理論推導和計算機仿真分析了部分相參干擾信號參數對功率損失、距離移動、脈壓主瓣寬度等干擾性能的影響，分析結果表明：功率損失、脈壓主瓣寬度由頻移量和截取長度共同決定，隨截取長度的增大而減小，隨頻移量的增大而增大；距離移動僅由頻移量決定，與截取部分無關。分析結果為部分相參干擾信號參數設計提供了理論依據。

脈壓雷達；線性調頻；部分相參；干擾性能分析

1 引言

線性調頻雷達的脈壓匹配濾波技術對一般的噪聲干擾有比較好的抑制效果，因此對線性調頻雷達的干擾多采用相參壓制的干擾方式［1］。

實際應用中，對線性調頻脈壓雷達主要實施的是基于移頻［2］和部分截取［3］的部分相參干擾。干擾信號與真實目標信號存在移頻，有3個方面的因素：一是由于為了對干擾形成的假目標進行距離補償，人為給干擾信號疊加頻移而導致的；二是由于干擾源與真實目標存在多普勒頻移差而又無法精確補償；三是干擾源自身器件導致發射信號頻率偏移。干擾信號的脈沖不完整也是實際需要引起的，為了跟蹤上線性調頻雷達參數的變化實現相參干擾，無論是數字射頻存儲（DRFM）［4］還是數字化干擾源（JDS）方式都需要時間開窗去監視目標信號，由于時間上的沖突導致干擾信號只是雷達脈沖信號的一部分。另外，文獻［3］提出可以截取雷達信號的一部分進行復制轉發，用來解決對寬脈寬信號進行復制轉發干擾時假目標之間間距過大的問題。

為了實現預定的干擾效果，需要對移頻干擾的頻移量和部分截取的截取長度等參數進行設計。文獻［2］分析了頻移量與脈壓距離移動之間的關系，文獻［3］分析了部分截取干擾截取長度與功率損失的關系。

實際上，線性調頻脈沖壓縮雷達部分相參干擾還應該關注下面3個方面的內容：一是頻移量除了導致脈壓距離變化外，是否會帶來脈壓功率損失，是否會導致脈壓主瓣寬度擴展，部分截取除了會影響功率外，是否會導致脈壓寬度擴展；二是實際應用中，干擾信號往往既進行部分截取又存在頻移，這種情況下，脈壓功率損失、距離移動、脈壓主瓣寬度又有什么樣的影響；三是移頻干擾與部分截取在某些方面是否存在等效性。

針對上述關注的3個方面，本文首先建立線性調頻雷達部分相參干擾信號一般模型，然后推導出一般模型經脈沖壓縮處理后的結果表達式，再對頻移量、截取長度等參數對脈壓結果的影響進行分析，通過理論推導和計算機仿真分析說明部分相參干擾信號參數對脈壓結果的影響及相互間的關系。

2 部分相參干擾信號模型

線性調頻脈壓雷達發射脈沖信號為

式中，A為信號幅度，T為脈沖寬度，ω0為載波中心角頻率，μ為調頻斜率，rect（·）定義為

根據文獻［5］，當時寬-頻寬積TB足夠大時，線性調頻脈壓信號的頻譜可近似為

2.1 部分相參干擾信號

根據式（1）可知，線性調頻脈沖信號的主要參數有調頻斜率μ、持續時間T和信號中心角頻率ω0。本文主要考慮調頻斜率一致而持續時間T或信號中心角頻率ω0不同的部分相關干擾。

若干擾信號載波中心角頻率為ω1，相對目標回波存在頻移δ ω=ω1-ω0，則載波中心角頻率不一致的部分相參干擾信號可表示為

再對脈沖信號進行部分截取處理，得到的干擾信號為

2.2 部分相參干擾信號的頻譜

部分相參干擾信號的頻譜為

同式（2），當時寬-頻寬積TB足夠大時，部分相參干擾信號的頻譜近似為

當δ ω=0時，表達式（3）為對脈沖信號僅作截取處理的干擾信號；當

3 部分相參干擾脈壓處理結果

根據匹配濾波原理，線性調頻雷達信號的匹配濾波器為

根據式（2）、（5），全相參線性調頻脈沖壓縮雷達回波信號匹配濾波輸出為

根據式（4）、（5），同理式（6），部分相參干擾信號信號匹配濾波輸出為

令

則：

4 部分相參干擾性能分析

根據第3節的分析結果，下面對部分相參干擾與全相參干擾經匹配濾波后在功率損失、距離移動、脈壓主瓣寬度的差別進行分析。

4.1 功率損失分析

比較式（6）、（7）可知：部分相參干擾與全相參干擾相比，功率變化由式（7）中系數項b-a與式（6）中系數項Δω的比值決定。

部分相參干擾與全相參干擾脈壓功率比為

頻移量和截取部分共同影響脈壓功率；僅作移頻處理時，脈壓功率損失比與頻移量的絕對值δ ω成正比。

根據前面假設，除去sp0（t）=0的情況外，非空區間［a，b］還有4種情況，下面進一步討論這4種情況下頻移量、部分截取長度對功率損失的影響。

情況1對應部分相參信號頻譜都落于全相參信號頻譜范圍內的情形，包含全部不移頻僅作部分截取處理的部分相參干擾信號樣式。該情形下部分相參干擾匹配濾波后信號幅度為全相參干擾的，即通過匹配濾波后信號幅度與截取部分時域長度成正比。功率損失比為

情況2對應截取的部分相參信號的低頻部分落于全相參信號頻譜范圍內的情形。該情形下：匹配濾波后信號幅度隨頻移量的增大而變小，與頻移量δ ω和信號帶寬Δω的比值成反比；匹配濾波后信號幅度隨截取起始時間變大而變小，與起始時間和信號持續時間的比值成反比。

情況3對應截取的部分相參信號的高頻部分落于全相參信號頻譜范圍內的情形。該情形下：匹配濾波后信號幅度隨頻移量的增大而變大，與頻移量δ ω與信號帶寬Δω的比值成正比；匹配濾波后信號幅度隨截取起始時間變大而變大，與起始時間和信號持續時間的比值成正比。

4.2 距離移動分析

根據式（7）知道，部分相參干擾的距離移動完全決定，而與截取處理沒有關系。在沒有提前發射和延時發射的情況下，距離移動量由決定。

當載波中心角頻率增大時，干擾信號形成的假目標距離比干擾源實際所在的位置距離短，縮短量電磁波傳播速度。當載波中心角頻率變小時，干擾信號形成的假目標距離比干擾源實際所在的位置距離長，距離增加量為為電磁波傳播速度。

4.3 脈壓主瓣寬度分析

4.4 移頻與截取功率對比分析

對比分析可知，當頻移量δ ω與線性調頻信號帶寬Δω的比值和截取丟掉部分與整個信號時間長度比例相等時，，移頻與截取干擾功率損失一樣。從另外一個角度理解即是匹配濾波后脈壓信號強度與干擾信號頻譜落入全相參信號頻譜范圍內的比例成正比。

5 仿真分析

設線性調頻脈壓雷達信號參數為：載波中心頻率f0為10 MHz，調頻信號帶寬B為2 MHz，線性調頻信號時間長度T為10μs，回波信號延時90μs。

5.1 頻移量仿真

分別對頻移量為1.3 MHz、0.8 MHz、0 MHz、-1 MHz、-1.5 MHz的干擾信號進行匹配濾波處理，不同頻移量的干擾信號頻譜如圖1所示，匹配濾波后的結果如圖2所示。

根據4.1、4.2節分析結果，計算頻移量為1.3 MHz、0.8 MHz、0 MHz、-1 MHz、-1.5 MHz的干擾信號與正常回波信號經匹配濾波后在幅度上的比值以及出現峰值時間差，理論計算值與仿真值對比如表1～3所示。

通過圖1可知，利用對線性調頻脈沖信號疊加頻移的方法可以實現壓縮距離的前移或后移，前移或后移的距離由疊加的頻移量決定，頻移量大則距離移動大；其功率損失與頻移量成正比，頻移量越大則功率損失越大；同時，移頻會帶來脈壓主瓣寬度的擴展。

表2和表3的結果表明了移頻干擾中頻移量與功率損失以及移動距離的關系，理論分析與實際仿真結果是一致的。

5.2 部分截取仿真

（1）不同截取部分仿真

分別截取線性調頻脈沖信號的前1／3、中間1／3和后1／3作為干擾信號，進行匹配濾波處理，進行相同截取長度、不同起始的部分截取干擾信號的結果仿真比較分析。仿真結果如圖3和圖4所示。

（2）不同截取長度仿真

分別截取線性調頻脈沖信號的4／5、3／4、2／3作為干擾信號，通過匹配濾波處理比較相同起始、不同截取長度干擾信號的效果。仿真結果如圖6所示。

由圖4和圖6的仿真結果可知：脈壓結果的幅度主要與截取的脈沖信號的長度有關，而與截取的起始沒有關系；脈壓距離偏移主要與轉發處理延時、距離延時相關，與截取部分、截取長度沒有關系；同時截取越短，則脈壓主瓣寬度擴展越大。仿真結果與第4節分析結果一致。

5.3 移頻與截取功率比較

選取對線性調頻脈沖信號分別移頻0.5 MHz、-0.5 MHz的干擾信號與截取線性調頻脈沖信號前3／4的干擾信號進行脈沖壓縮處理，仿真結果如圖7所示。

由圖7結果可知：當頻移量占信號帶寬比例（仿真中0.5 MHz／2 MHz=1／4）與截取丟掉部分占整個脈沖時間比例（仿真中1-3／4=1／4）相等時，兩種干擾樣式的功率損失是一樣的，與4.4節理論分析結果一致。

5.4 存在頻移的部分截取信號仿真

選取線性調頻脈沖信號移頻0.5 MHz的干擾信號、截取線性調頻脈沖信號前3／4的干擾信號、線性調頻脈沖信號移頻-0.5 MHz并截取前3／4的干擾信號，對3種部分相參干擾信號進行脈沖壓縮處理，仿真結果如圖8所示。

由圖8可知：既移頻又截取的干擾信號，脈壓結果受移頻和截取雙重影響。功率損失由頻移量、截取部分共同影響，距離移動由頻移量決定，與第4節理論分析結果一致。

6 結束語

本文建立了線性調頻脈壓雷達部分相參干擾的一般化模型，包含移頻干擾和部分截取干擾作為其特例；給出了部分相參干擾信號頻移量與脈壓功率損失之間定量關系，以及頻移量與部分截取長度與脈壓主瓣寬度擴展之間定性的關系；給出了脈壓功率損失相當時，部分截取長度與頻移量之間的定量關系。本文的研究結果為部分相參干擾信號參數設計和干擾效果評估提供了依據。

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LI Ji-feng，SHENG Ji-song.Simulation of Jamming on Linear Frequency Modulation Signal［J］.Shipboard Electronic Counter Measure，2009，32（4）：96-100.（in Chinese）

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LV Bo，FENG Qi，YUAN Nai-chang.A Study on Frequencyshifting Blanket Jamming to LFM Pulse-compression Radar［J］. Modern Radar，2009，31（1）：9-12.（in Chinese）

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LI Hong，ZHENG Guang-yong，YANG Ying-ke，et al.The Performance Analysis of Multi-False Targets Jamming of Part Copying Radar Pulse［J］.Electronic Information Warfare Technology，2010，25（3）：39-44.（in Chinese）

［4］李揚.針對線性調頻雷達的有源干擾技術研究［D］.成都：電子科技大學，2010.

LI Yang.Research of active jamming to LFM Pulse compression Radar［D］.Chengdu：University of Electronic Science and Technology of China，2010.（in Chinese）

［5］中航雷達與電子設備研究院.雷達系統［M］.北京：國防工業出版社，2005.

The Institute of Radar and Avionics of A VIC.Radar System［M］. Beijing：National Defense Industry Press，2005.（in Chinese）

Performance Analysis of Partial Correlation Jamming to LFM Pulse-compression Radar

MEI Yong-bing
（Southwest China Institute of Electronic Technology，Chengdu 610036，China）

To design the parameters of partial coherent jamming signal，a uniform model of partial coherent jamming to linear frequency modulation（LFM）pulse-compression radar is built based on frequency-shifting jamming and part copied jamming.Then，the influence of partial coherent jamming on power loss，difference of distance and width of main lobe are analysed by theoretical derivation and computer simulation.The results show that the power loss and the width of main lobe increase with shift frequency increasing and reduce with the length of copied signal，the difference of distance is only presented by shift frequency.The results provide theoretical reference for parameters design.

pulse-compression radar；linear frequency modulation；partial coherent；performance analysis

the M.S.degree from Sichuan University in 2005.He is now an engineer.His research concerns signal processing and electronic warfare.

1001-893X（2012）07-1137-06

2012-03-05；

2012-05-11

TN974

A

10.3969／j.issn.1001-893x.2012.07.018

梅勇兵（1979—），男，湖北新洲人，2005年于四川大學獲碩士學位，現為工程師，主要研究方向為信號處理與電子對抗。

Email：meiybmail＠sina.com

MEI Yong-bing was born in Xinzhou，Hubei Province，in 1979.He