基于頻率變換的雙通帶腔體濾波器的研究

寇 鑫 肖中銀 黃春艷 李 好 儲君君

(上海大學(xué)特種光纖與光接入網(wǎng)省部共建重點實驗室 上海 200072)

基于頻率變換的雙通帶腔體濾波器的研究

寇 鑫*肖中銀 黃春艷 李 好 儲君君

(上海大學(xué)特種光纖與光接入網(wǎng)省部共建重點實驗室 上海 200072)

該文基于頻率變換的方法設(shè)計了兩種結(jié)構(gòu)的雙通帶的腔體濾波器，一種是通過諧振器之間直接耦合實現(xiàn)的；另一種是在諧振器之間引入交叉耦合實現(xiàn)的，從而達到產(chǎn)生傳輸零點的目的。首先根據(jù)設(shè)計指標，采用頻率變換的方法，計算得到諧振器間的耦合系數(shù)和外部Q值，然后利用Ansoft HFSS建立同軸腔體濾波器的模型并進行仿真，仿真結(jié)果與ADS中等效電路得到的理論結(jié)果基本吻合，從而驗證了這種方法的正確性。最后通過對級聯(lián)型結(jié)構(gòu)與交叉耦合型結(jié)構(gòu)雙通帶腔體濾波器的比較，得出后者比前者具有更好的帶外抑制特性。

腔體濾波器；雙通帶；頻率變化；交叉耦合

1 引言

射頻多通帶濾波器是射頻系統(tǒng)中不可缺少的關(guān)鍵器件之一，它能有效地濾除無線通信系統(tǒng)中的干擾信號，降低各個頻道之間的干擾，從而保證各個頻段的正常通信。隨著無線通信與移動通信的迅速發(fā)展，從早期的2G通信到現(xiàn)在的4G通信以及無線局域網(wǎng)(WLAN)和無線城域網(wǎng)(WIMAX)的出現(xiàn)，頻段劃分得越來越細，這對濾波器的帶外衰減提出了更高的要求。早期，采用帶通濾波器與帶阻濾波器的級聯(lián)來設(shè)計雙頻濾波器[1]，不過這種方法包含了兩種濾波器，增加了濾波器的整個體積；另一種方法是將兩個帶通濾波器并聯(lián)起來實現(xiàn)雙頻濾波[2]，這種結(jié)構(gòu)不僅體積大而且插入損耗也大；還有學(xué)者在通帶濾波器中引入一個傳輸零點，從而形成雙通帶[3]，但是這種方法是基于數(shù)值優(yōu)化的方法，收斂性得不到保證。目前，除了對基片集成波導(dǎo)雙頻帶濾波器的研究[4]，更主要集中在微帶雙通帶濾波器的研究，而且大多數(shù)的實現(xiàn)方式都是集中在對微帶濾波器的結(jié)構(gòu)的改進[5?7]。然而大多數(shù)的雙通帶微帶濾波器設(shè)計時只考慮了中心頻率，對帶寬這一指標很少有文獻涉及到，這主要是由于微帶諧振器之間的耦合比較難控制，而基于頻率變換的腔體濾波器則可以有效地控制帶寬。腔體濾波器具有高Q值，功率容量高，帶外衰減陡峭，帶寬窄等優(yōu)點，廣泛應(yīng)用于無線通信和衛(wèi)星通信中。目前國內(nèi)、國外涉及腔體濾波器的文獻多數(shù)是關(guān)于單通帶的[8,9]，雙通帶的比較少，因此本文基于頻率變換的方法設(shè)計了兩種結(jié)構(gòu)的四階的雙通帶腔體濾波器，帶寬和衰減度都可以得到很好的控制。首先將雙通帶濾波器的指標采用頻率變換的方法，將其轉(zhuǎn)換為歸一化低通原型濾波器的指標，綜合出歸一化低通濾波器原型，然后由頻率變換得到雙通帶濾波器與歸一化低通濾波器的元件對應(yīng)關(guān)系，從而得到雙通帶濾波器的電路拓撲結(jié)構(gòu)，求出諧振器之間的耦合系數(shù)以及源和負載的有載Q值的大小，最后利用HFSS設(shè)計出頻率范圍在2.50-2.52 GHz和2.55-2.57 GHz的兩種不同結(jié)構(gòu)的雙通帶腔體濾波器，仿真結(jié)果與理論結(jié)果基本吻合。

2 頻率變換

圖1 由雙通帶到單通帶的頻率變換

式中定義的b1,b2,ω01,ω02為頻率變換的參數(shù)。通過這種轉(zhuǎn)化后，歸一化原型電路中的單個電容變換為雙通帶中的諧振器，如圖2所示。

通過頻率變換，ω域中的上邊頻ωL1,ωL2被映射到Ω域的-1上，而下邊頻ωH1,ωH2映射到Ω域1

圖2 由單通帶到雙通帶的元件轉(zhuǎn)換

當所有參數(shù)被確定后，圖2中雙通帶的諧振器也就被確定，因此雙通帶濾波器的整個等效電路也就被確定了，如圖3所示，其電路拓撲結(jié)構(gòu)如圖4所示。

圖3 雙通帶濾波器的等效電路

圖4 雙通帶濾波器的電路拓撲結(jié)構(gòu)

從圖3和圖4的等效電路和拓撲結(jié)構(gòu)可以求得諧振器1～n之間的耦合系數(shù)ki.i+1，諧振器i和i′之間的耦合系數(shù)k，以及源和負載的外部品質(zhì)因數(shù)。

3 雙通帶腔體濾波器的設(shè)計

根據(jù)前面的理論分析，設(shè)計了兩種不同結(jié)構(gòu)的四階腔體濾波器：一種是級聯(lián)型結(jié)構(gòu)，另外一種是交叉耦合型結(jié)構(gòu)，且這兩種結(jié)構(gòu)的第1通帶范圍是2.50-2.52 GHz，第2通帶范圍是2.55-2.57 GHz，每個通帶的帶寬為20 MHz，回波損耗≥20dB。首先在ADS中進行原理電路的仿真，然后通過HFSS進行建模。

3.1 級聯(lián)型結(jié)構(gòu)與交叉耦合型結(jié)構(gòu)

四階級聯(lián)型結(jié)構(gòu)和交叉耦合型結(jié)構(gòu)的雙通帶腔體濾波器的電路拓撲結(jié)構(gòu)分別如圖5(a)和圖5(b)所示。根據(jù)給定的指標，兩種結(jié)構(gòu)的耦合系數(shù)以及源和負載的品質(zhì)因數(shù)可以通過式(7)計算分別得到。

圖5 四階雙通帶濾波器的電路拓撲結(jié)構(gòu)

3.2 在ADS中建立原理電路

當耦合系數(shù)和品質(zhì)因數(shù)確定后就可以在 ADS中分別建立級聯(lián)型雙通帶腔體濾波器的原理電路和交叉耦合型的原理電路，如圖6所示。

3.3 在HFSS中建立仿真模型

首先在HFSS中建立單腔仿真模型，通過本征模求解方式進行仿真，確定單腔諧振器的高度；然后再建立雙腔仿真模型，根據(jù)耦合系數(shù)的值，確定腔間耦合窗口的大小以及耦合金屬板的大小；最后根據(jù)圖5的電路拓撲結(jié)構(gòu)建立級聯(lián)型和交叉耦合型的雙通帶腔體濾波器的模型，如圖7所示。其中矩形腔邊長a=20 mm，高b=30 mm，諧振圓柱的半徑r=4 mm，其它具體尺寸大小如表1和表2所示。

表1 級聯(lián)型結(jié)構(gòu)的雙通帶濾波器尺寸參數(shù)(mm)

表2 交叉型結(jié)構(gòu)的雙通帶濾波器尺寸參數(shù)(mm)

表1和表2中的pi為圖5中電路拓撲結(jié)構(gòu)的諧振圓柱1～4的高度，pii為諧振器1′～4′的高度，ωi,i+1為諧振器i和i+1間耦合窗口的寬度，hi,i+1為其耦合窗口的深度，li為諧振器i和i′間耦合金屬板的長度。對于交叉耦合濾波器，除了表2中的濾波器的尺寸大小，諧振器1和4之間還存在交叉耦合，其耦合窗口的寬度ω1,4= 10 mm,h1,4= 15 mm。

4 仿真結(jié)果分析

圖8給出了圖6中原理電路的理論結(jié)果與圖7中模型電路的仿真結(jié)果的比較曲線。由于仿真模型可調(diào)參量比較多，通過仿真得到理想的曲線比較困難，但通過以下兩圖的比較發(fā)現(xiàn)濾波器的理論結(jié)果與仿真結(jié)果吻合良好。兩種結(jié)構(gòu)濾波器的第1通帶頻率在2.50-2.52 GHz，第2通帶頻率在2.55-2.57 GHz，很好地控制了帶寬范圍，帶內(nèi)插損均小于 1 dB，回波損耗均大于20 dB，基本實現(xiàn)了濾波器的設(shè)計指標。

圖9給出了兩種結(jié)構(gòu)雙通帶濾波器的仿真結(jié)果曲線。很明顯可以看出交叉型結(jié)構(gòu)比級聯(lián)型結(jié)構(gòu)帶外衰減陡峭，頻率選擇性更好。這主要是由于該結(jié)構(gòu)在諧振器1和4之間引入了交叉耦合，從而在帶外產(chǎn)生了一對衰減零點。

5 結(jié)束語

圖6 雙通帶濾波器原理電路

圖7 雙通帶腔體濾波器模型

圖8 濾波器S參數(shù)的理論結(jié)果與仿真結(jié)果比較 圖9 級聯(lián)型與交叉型結(jié)構(gòu)濾波器的仿真結(jié)果曲線比較

本文基于頻率變換的方法設(shè)計了兩種結(jié)構(gòu)的雙通帶腔體濾波器。給定濾波器的通帶范圍，得到了耦合系數(shù)以及源和負載的有載Q值，在此基礎(chǔ)上，利用3維仿真軟件建立了腔體濾波器的模型，仿真結(jié)果與理論結(jié)果吻合良好，并且，該濾波器很好地控制了頻帶范圍，證明了該方法的可行性。并在最后通過對級聯(lián)型結(jié)構(gòu)與交叉耦合型結(jié)構(gòu)的比較，得出后者比前者在其他情況相同的條件下，帶外衰減更陡峭，在工程中更具有實際意義。

[1] Tsai L C and Hsue C W. Dual band bandpass filters using equal-length coupled-serial-shunted lines and Z-transform technique[J].IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, 2004, 52(4): 1111-1117.

[2] Huang C L and Pan C L. Dual-band multiplayer ceramic microwave bandpass filter for application in wireless communication[J].Microwave and Optical Technology Letters,2002, 32(5): 327-329.

[3] Lee J, Uhm M S, and Yom I B. A dual-passband filter of canonical structure for satellite applications[J].IEEE Microwave and Wireless Components Letters, 2004, 14(6):271-273.

[4] Shen W, Sun X W, Yin W Y,et al.. A novel single-cavity dual M-mode substrate integrated waveguide filter with non-resonating node[J].IEEE Microwave and Wireless Components Letters, 2009, 19(6): 368-370.

[5] Shi J and Xue Q. Novel balanced dual-band bandpass filter using coupled stepped-impedance resonators[J].IEEE Microwave and Wireless Components Letters, 2010, 20(1):19-21.

[6] Chiou Y, Wu C, and Kuo J T. New miniaturized dual-mode dual-band ring resonator bandpass filter with microwave C-sections[J].IEEE Microwave and Wireless Components Letters, 2010, 20(2): 67-69.

[7] 朱永忠, 謝擁軍, 倪大寧. 含源-負載交叉耦合的準橢圓函數(shù)濾波器設(shè)計[J]. 電子與信息學(xué)報, 2008, 30(3): 604-606.

Zhu Yong-zhong, Xie Yong-jun, and Ni Da-ning. Design of quasi-elliptig filter with sourece-Load cross-coupling[J].Journal of Electronics&Information Technnology, 2008,30(3): 604-606.

[8] 費洪磊, 唐普英. TD-SCDMA A頻段交叉耦合腔體濾波器的設(shè)計與實現(xiàn)[J]. 固體電子學(xué)研究與進展, 2011, 31(22):152-154.

Fei Hong-lei and Tang Pu-ying. Design and implementation of cross-coupled cavity filter for TD-SCDMA A band[J].Research and Progress of SSE, 2011, 31(22): 152-154.

[9] Wang Y and Yu M. True inline cross-coupled coaxial cavity Filters[J].IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, 2009, 57(12): 2958-2965.

[10] Macchiarella G and Tamiazzo S. Design techniques for dual-passband filters[J].IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, 2005, 53(11): 3265-3271.

Design of Dual-band Cavity Filter Using Frequency Transformation Method

Kou Xin Xiao Zhong-yin Huang Chun-yan Li Hao Chu Jun-jun
(Key Laboratory of Specialty Fiber Optics and Optical Access Networs,Shanghai University,Shanghai200072,China)

This paper presents two different dual-band cavity filters based on the frequency transformation. The cavity filters have two different configurations. The one is presented by directed coupling between adjacent resonators, and the other one is presented by introduced cross coupling between nonadjacent resonators to generate a pair of transmission zeros. At first, according to the filter specification the coupling coefficients between resonators and the external quality factors are calculated and obtained. Then the model of the dual-band cavity filters are established with Ansoft HFSS, the simulation result agrees well with the result of equal circuit in ADS,indicating that this method is correct and feasible. Finally, the comparison between the cascade type structure and cross coupling type structure shows that the later has more excellent stopband performance.

Cavity filter; Dual-band; Frequency transformation; Cross coupling

TN713

A文章編號：1009-5896(2012)06-1489-05

10.3724/SP.J.1146.2011.01151

2011-11-07收到，2012-01-11改回

國家自然科學(xué)基金(61077068)，上海市自然科學(xué)基金(10ZR1411900)和上海市重點學(xué)科及實驗室基金(S30108, 08DZ2231100)資助課題

*通信作者：寇鑫 296130731@qq.com

寇 鑫： 男，1987年生，碩士生，研究方向為腔體濾波器.

肖中銀： 男，1964年生，副教授，碩士生導(dǎo)師，博士，研究方向為微波與毫米波電路等.

黃春艷： 女，1987年生，碩士生，研究方向為微帶濾波器.