弧焊整流PFC設(shè)計(jì)

郭鳳德

(樂山師范學(xué)院 物理與電子工程系，四川 樂山 614004)

弧焊整流PFC設(shè)計(jì)

郭鳳德

(樂山師范學(xué)院 物理與電子工程系，四川 樂山 614004)

晶閘管弧焊整流焊接系統(tǒng)中輸入電網(wǎng)電流產(chǎn)生嚴(yán)重畸變，針對(duì)這一問題，提出了用Boost電路提高功率因數(shù)，即功率因數(shù)校正。分析電網(wǎng)電流畸變?cè)?，詳?xì)介紹了L4981功率因數(shù)校正芯片的工作原理和外圍電路，同時(shí)計(jì)算外圍電路參數(shù)值的大小。為提高焊接系統(tǒng)電源質(zhì)量提供一定的指導(dǎo)作用。

整流；PFC；L4981

0 前言

隨著電力電子技術(shù)的發(fā)展，在弧焊電焊焊接系統(tǒng)中，整流(不控、可控)電源以提高效率和功率密度在焊接系統(tǒng)中占主導(dǎo)地位。實(shí)際上，開關(guān)電源一般都是在整流前端與電網(wǎng)相接，這樣就造成了功率因數(shù)低，通常為0.45～0.75，且其無功分量基本上為高次諧波，嚴(yán)重影響了電網(wǎng)電能的質(zhì)量。從電網(wǎng)直接通過整流電路進(jìn)來的交流電流會(huì)發(fā)生嚴(yán)重的畸變，它含有對(duì)電網(wǎng)有危害作用的諧波，造成輸入端功率因數(shù)低。在《中華人民共和國通信行業(yè)標(biāo)準(zhǔn)》中，功率1 500 W以上的電源單機(jī)滿載時(shí)整機(jī)功率因數(shù)要大于0.92。在焊接系統(tǒng)中，都使用大功率開關(guān)電源，因此，必須要校正功率因數(shù)。

基于此，本研究對(duì)單相整流進(jìn)行了功率因數(shù)校正分析，提出了解決方案，并介紹了功率因數(shù)校正芯片的使用[1-2]。

1 方案設(shè)計(jì)

圖2是圖1的單相不控整流電壓和電流波形，從圖中可以看出，如果不進(jìn)行功率因數(shù)校正，電流波形畸變很大。同樣，可控整流的電流波形也會(huì)產(chǎn)生很大的畸變。抑制諧波的方法有兩種：一種是通過外因接入濾波器，另一種是設(shè)計(jì)具有功率因數(shù)校正功能的電路。在此介紹Boost變換器的APFC電路的控制方法。

圖1 單相整流電路

圖2 單相不控整流電路電壓電流波形

Boost型APFC可使用多種控制方法。按信號(hào)取樣的不同，分為電壓控制模式和電流控制模式。根據(jù)Boost電路電感電流的工作模式，分為連續(xù)導(dǎo)電模式(CCM)、不連續(xù)導(dǎo)電模式(DCM)和臨界導(dǎo)電模式(TM)。

連續(xù)導(dǎo)通模式的主要優(yōu)點(diǎn)有：輸入／輸出的電流紋波小，濾波容易，RMS電流小，器件的導(dǎo)通損耗小。其缺點(diǎn)是：在硬開關(guān)狀態(tài)下，開關(guān)損耗較高，尤其是在續(xù)流二級(jí)管有較大反向恢復(fù)電流的情況下。而采用軟開關(guān)技術(shù)又會(huì)增加電路的復(fù)雜度，制作成本也會(huì)提高。采用該模式的PFC電路電感電流波形如圖3所示。

圖3 電感電流連續(xù)導(dǎo)通模式

不連續(xù)導(dǎo)通模式的主要優(yōu)點(diǎn)有：開關(guān)管能夠?qū)崿F(xiàn)軟開關(guān)控制，零電流導(dǎo)通，降低了開關(guān)損耗，避免了快恢復(fù)二極管的反向恢復(fù)電流過大，既降低了損耗又減小了開關(guān)管的電流應(yīng)力。其缺點(diǎn)是：器件的電流應(yīng)力較大，導(dǎo)通損耗較高，限制了其在較大功率變換器中的應(yīng)用。采用該模式的PFC電路電感電流波形如圖4所示。

圖4 電感電流不連續(xù)導(dǎo)通模式

臨界導(dǎo)通模式的優(yōu)點(diǎn)有：由于功率開關(guān)管在電感電流為零時(shí)導(dǎo)通，大大降低了導(dǎo)通損耗和續(xù)流二極管反向恢復(fù)時(shí)的損耗；臨界導(dǎo)通模式將電感電流保持在連續(xù)和非連續(xù)的邊界；由于每個(gè)開關(guān)周期都在電感電流放電至零時(shí)結(jié)束，只需對(duì)電壓環(huán)路進(jìn)行補(bǔ)償。其缺點(diǎn)是：輸入電流和輸出電壓的紋波與連續(xù)導(dǎo)通模式相比都較大，由于頻率可變也存在潛在的EMI。但是與非連續(xù)導(dǎo)通模式相比，臨界導(dǎo)通模式的輸入電流和輸出電壓紋波都比較小、功率因數(shù)也比較高，但電路結(jié)構(gòu)要復(fù)雜一些、控制相對(duì)復(fù)雜、成本較高[3]。臨界導(dǎo)通模式的電感電流波形如圖5所示。

圖5 電感電流臨界導(dǎo)通模式

2 控制電路參數(shù)設(shè)計(jì)

PFC控制芯片(L4981)是由ST公司生產(chǎn)的一種高功率因數(shù)校正器集成控制芯片，具有：可控制AC／DC Boost PWM變換器的輸入端功率因數(shù)接近于1；限制輸入電流的THD＜5%；采用平均電流控制方法；恒頻控制；過電壓、過電流保護(hù)功能等特點(diǎn)。L4981結(jié)構(gòu)框圖如圖6所示。芯片主要管腳的功能特點(diǎn)如下。

IPK(引腳2)：輸入過電流保護(hù)。OVP(引腳3)：輸入過電壓保護(hù)。IAC(引腳4)：AC電流輸入。CA-OUT (引腳5)：電流輸出放大器。通過一個(gè)外部的網(wǎng)絡(luò)決定了適當(dāng)?shù)沫h(huán)路增益來調(diào)整乘法器和電感的電流信號(hào)，以消除振蕩問題。LFF(引腳6)：調(diào)整輸出負(fù)載和乘法器在一個(gè)適當(dāng)?shù)谋壤?，以在瞬間帶載中獲得更快的響應(yīng)，如果用不到這個(gè)腳的功能，可以直接接到VREF上。VRMS(引腳7)：為了獲得一個(gè)好的輸入電壓的波形，最佳的電壓范圍是1.5～5.5 V。ISENSE (引腳9)：電流輸入放大器。VREF(引腳11)：基準(zhǔn)電壓。SS(引腳12)：軟起動(dòng)。VA-OUT(引腳13)：誤差放大器輸出，為保證系統(tǒng)穩(wěn)定，補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)使系統(tǒng)有足夠相位裕量。VFEED(引腳14)：誤差放大器輸入。ROSC (引腳17)：振蕩電阻。COSC(引腳18)：振蕩電容。

圖7是L4981功率因數(shù)校正在BOOST電路中的主要外圍電路，主要電路參數(shù)確定為[4-5]：

(1)為了得到較為精確的電流保護(hù)，若選取R16＝5.1 kΩ，Rs1＝10 mΩ，峰值電流IPEAK＝36 A，可求R15

(2)當(dāng)輸入電壓在全電壓范圍內(nèi)變化時(shí)，PIN4的輸入電流IAC變化范圍為

式中 Uinpkmin，Uinpkmax分別為交流輸入電壓最小值和最大值。

圖6 L4981結(jié)構(gòu)框圖

圖7 L4981主要外圍電路

若取R11＝990 kΩ，代入式(3)得到

滿足L4981規(guī)格規(guī)定的電流上限要求。

(3)電流放大器通過一個(gè)外部的網(wǎng)絡(luò)決定了適當(dāng)?shù)沫h(huán)路增益來調(diào)整乘法器和電感的電流信號(hào)，以消除振蕩問題。電感最大的下降斜率(UDC／L11)必須低于振蕩器的斜坡，電流放大器的高頻增益可用式(5)表達(dá)為

式中 USRP為振蕩器峰值電壓；在此取R17＝43 kΩ，R18＝2.7 kΩ。

C13補(bǔ)償電容的取值通常要考慮開環(huán)的電流增益，要通過電流檢測(cè)電阻上的電壓和輸出電壓放大器，穿越頻率可用式(6)表達(dá)

為了保證有一個(gè)好的相位裕度，零點(diǎn)頻率fz1≈fc1／2。

得到C13＝660 pF，取C13＝680 pF。

(4)為了獲得好的輸入電壓，最佳的電壓范圍是1.5～5.5 V。為了消除主要的紋波，采用兩個(gè)低通濾波器，由R12，R13，RRM，C17，C18組成

式中 UINAV為輸入交流電壓平均值，電壓范圍157.5～237.6 V。

為保證UPIN7電壓范圍是1.5～5.5 V，這里取R12＝1.02 MΩ，R13＝82 kΩ，RRM＝20 kΩ，代入式(8)得到

(5)軟起動(dòng)時(shí)間為

式中 UVAOUT典型電壓為5.1 V；Iss為芯片內(nèi)部起動(dòng)電流，取100μ A；取Css＝4.7μ F，則得軟起動(dòng)時(shí)間為239.7 ms。

(6)電壓環(huán)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)。為保證輸出紋波電壓必須衰減到電壓誤差放大器輸出允許值，需要設(shè)置誤差放大器在二次諧波頻率點(diǎn)上的增益值

式中 Gea為誤差放大器傳遞函數(shù)。

式中 Ka為常數(shù)，f＝50 Hz時(shí)，Ka＝1／60；f＝60 Hz時(shí)，Ka＝1／70。若取Rf11＝1.16 MΩ，則C16≥0.22μ F，取C16＝0.47μF。

電壓環(huán)穿越頻率為

要使最高直流增益保持22°相位裕量，R14應(yīng)滿足

(7)RT1，CT1共同決定開關(guān)頻率，取RT1＝33 kΩ，CT1＝1 nF，則開關(guān)頻率

3 結(jié)論

焊接系統(tǒng)中整流電路的輸入電流發(fā)生了嚴(yán)重的畸變，針對(duì)該問題提出用功率因數(shù)校正方法校正整流輸入電流。介紹了功率因數(shù)校正芯片L4981的工作原理、外圍電路和保護(hù)電路。計(jì)算了電路器件參數(shù)值的大小，控制思路將為提高焊接系統(tǒng)開關(guān)電源的質(zhì)量提供一定的參考。

[1]王興貴，鄒應(yīng)煒，劉金龍.全橋型DC／DC開關(guān)電源的建模與控制[J].電力電子技術(shù)，2007，41(7)：86-88.

[2]周志敏，周紀(jì)海，紀(jì)愛華.開關(guān)電源功率因數(shù)校正電路設(shè)計(jì)與應(yīng)用(第一版)[M].北京：人民郵電出版社，2004.

[3]齊德明.單相有源功率因數(shù)校正電路的研究與設(shè)計(jì)[D].濟(jì)南：山東大學(xué)，2008.

[4]潘飛蹊.有源功率因數(shù)校正電路研究[D].成都：電子科技大學(xué)，2004.

[5]魏文祥.單相功率因數(shù)校正研究[D].武漢：華中科技大學(xué)，2008.

Design of PFC in the arc welding rectifier

GUO Feng-de
(Department of Physics and Electronic Information，Leshan Teachers College，Leshan 614004，China)

Thyristor welding system input power rectifier causes severe distortion，current to solve this problem，this paper proposes using Boost circuit improving power factor，namely the power factor correction.The theoretical analysis for grid current distortion，and introduced in detail the reasons L4981 power factor correction chip works and peripheral circuit，also calculated the size of the outer circuit parameters.This control thought will to improve the welding quality of power system and provide some guidance.

rectifier；PFC；L4981

TG434

A

1001-2303(2011)07-0034-04

2010-12-30

郭鳳德(1974—)，男，四川樂山人，實(shí)驗(yàn)師，主要從事應(yīng)用電子、視頻技術(shù)、電子信息工程技術(shù)的工作。