零電壓、零電流倍流整流電陰焊逆變電源

張 偉，胡德安，陳益平，朱文志

(南昌航空大學 航空制造工程學院，江西 南昌 330063)

零電壓、零電流倍流整流電陰焊逆變電源

張 偉，胡德安，陳益平，朱文志

(南昌航空大學 航空制造工程學院，江西 南昌 330063)

設計了一種新型的零電壓、零電流倍流整流電阻焊逆變電源，采用移相控制實現零電壓、零電流開關全橋變換，其中超前橋臂實現零電壓開通，滯后橋臂實現零電流關斷。變壓器二次側采用一種單線圈雙電感雙管全波整流電路，整流二極管實現零電流自然關斷，逆變器所有的功率器件都工作在軟開關狀態，降低了功率器件的應力和開關損耗，提高了弧焊逆變器的電磁兼容性能力，突出了逆變電源節能、體積小、質量輕、響應速度快的優點，特別適合大功率場合。

電阻焊逆變電源；零電壓開關；零電流開關；倍流整流

0 前言

電阻焊設備經過長期的發展已經成為當今工業生產中不可缺少的焊接設備之一。目前在國內外應用面最廣的電阻焊機仍然是單相工頻電阻焊機，從能源的角度來看：單相工頻電阻焊機的功率因數低；且其為單相供電，當功率較大的焊機工作時將對供電電網造成很大的沖擊；單相工頻電阻焊機在焊接過程中存在著焊接電流100次／s過零點的問題，對焊接加熱過程造成不連續，因此，此類焊機不適用于進行鋁、鎂等輕金屬合金的焊接。單相工頻電阻焊機在如今的實際工程應用中局限性較大，已成為一種不太理想的電源。高頻逆變電源具有體積小、響應速度快、三相平衡負載、功率因數高、節能、經濟性好等優點，使得逆變焊機的應用受到重視，比如20 kHz甚至更高頻率的逆變弧焊機已被廣泛使用[1]。但與弧焊設備相比，電阻焊機工作時具有大功率、大電流、低電壓的特點，在現有的電子電路器件條件下使開關頻率難以進一步提升。針對此情況，本研究在采用移相控制和倍流整流技術的基礎上提供一種適用于高頻的電阻焊逆變設備。

1 設計方案

1.1 電源主電路拓撲結構的選擇

焊接電源逆變器主電路的拓撲結構通常有推挽式、半橋式、全橋式和單端式幾種形式。全橋式逆變電路由于輸入電壓直接施加在中頻變壓器上，功率開關管的耐壓要求低，容易獲得大功率輸出，已成為當今大功率逆變焊機的首選拓撲結構[2]。

本設計采用的逆變點焊電源拓撲結構為全橋式，主電路形式如圖1所示，主要由輸入整流電路、全橋開關變換器、功率變壓器等幾部分組成。

圖1 全橋式逆變電源拓撲結構

該主電路是在基本的全橋移相式ZVS－PWM變換器的基礎上增加了一個飽和電感Ls，并在主電路上增加了一個隔直電容Cb，得到的移相全橋軟開關變換電路可以實現零電壓、零電流的開關(ZVZCS)。工作原理如下：全橋變換電路中的功率開關管IGBT1、IGBT2構成超前橋臂，IGBT3、IGBT4構成滯后橋臂，輸入三相380 V經過整流濾波后得到的直流電壓，在功率開關管和中頻變壓器組成的逆變器作用下，被逆變為20kHz的交流方波。其中，IGBT1、IGBT4和IGBT3、IGBT2在驅動電路的控制下交替導通和關斷，超前橋臂利用變壓器的漏感和輸出電感實現零電壓開通(ZVS)，滯后橋臂通過隔直電容Cb和飽和電感Ls的適當配合，快速衰減電流實現零電流關斷(ZCS)。主電路中四個開關管的控制信號通過移相方式控制主電路的有效占空比。

1.2 整流電路的設計

高頻逆變電源通常采用的整流電路為雙線圈二極管中心抽頭式整流電路[3]，其結構如圖2所示。

圖2 全波整流電路

變壓器一次側采用橋式逆變器，二次側采用全波整流電路。全波整流電路中使用的高頻變壓器二次側為抽頭結構，中間抽頭為公共端與一個電極相連接，另兩個抽頭為電流的輸出端。由于電阻焊逆變電源的電流為2～12 kA，所以二極管的管耗功率不容忽視。為了降低逆變點焊電源整流電路的管耗，一般采用大電流肖特基二極管作為整流二極管，但肖特基二極管的反向耐壓較低(45 V)。在全波整流電路中，當整流二極管不導通時承受的最高反向電壓UDRM為兩倍的變壓器二次電壓，UDRM＝2.83U2。耐壓較低的肖特基二極管容易被擊穿使整流電路將不能正常工作。同時整流二極管反向恢復時電流在變壓器漏感和其他分布參數的影響下容易產生較強烈的高頻振蕩和尖峰，這種自激振蕩將引起過電壓使逆變器無法正常工作。

制約電阻焊逆變電源開關頻率的另一個因素是變壓器二次側的交流傳輸線。由于變壓器二次側至二極管的連接導線在工作時傳輸交流電，此段連線所具有的分布電感將限制大電流輸出，并且逆變器的開關頻率越高，分布電感所具有的交流阻抗就越大，對電流的影響也越嚴重。根據逆變電源的組裝特點，從變壓器二次側到整流二級管之間必須要留有一定長度，這也限制了電阻焊逆變電源頻率的提高。

適用于高頻逆變電阻焊電源的整流電路需要達到以下要求：(1)最高反向電壓值不能太高，使現有的肖特基二極管能夠正常工作；(2)降低變壓器二次側交流電路所產生的阻抗。

為使現有肖特基二極管能夠有效工作，有學者設計出一種倍流整流電路，如圖3所示。這種整流器的拓撲結構是由傳統橋式整流電路演變而來，將橋式整流電路(見圖4)中的一個橋臂的兩個二極管用兩個電感(L1、L2)取代，因此也通常將這種整流電路稱為單線圈雙電感雙管全波整流電路。

圖3 單線圈雙電感雙管全波整流電路

國外Ionel Dan Jitaru學者已成功的將這種整流電路運用于400 kHz／5 V／100 A的高頻開關穩壓電源中[4]。這種全波整流電路變壓器二次側只有一組線圈，工作時交流每半周只有一個二極管導通，二極管不導通時承受的最高反向電壓UDRM與變壓器二次電壓相同，UDRM＝1.41U2。同時整流二極管工作在倍流整流方式實現了自然換相，消除了二極管的開關損耗，也避免了整流二極管反向恢復引起的振蕩和尖峰[5]。因此這是一種適合用于中高頻、大電流和低電壓條件下的整流電路。

圖4 單相橋式整流電路

整流電路電壓、電流波形如圖5所示。其工作原理如下：經逆變后得到的交流電壓U按時序將一個周期內的波形分成t1、t2、t3、t4四個時間區間，假設0～t1區間對應圖3中二次線圈星號(*)電流從二次線圈星號(*)端出發，經過電感線圈L1、負載電阻RL、VD2回到二次線圈下端。在輸出電流連續的條件下，電感L2仍儲存有能量，此能量將形成放電電流，該電流從L2星號(*)端出發，經RL、VD2回到L2的另一端。即在0～t1區間是VD2導通，VD1截止，L1充電，L2放電，充電、放電電流均以相同方向流過負載RL。同理，在t2～t3區間是VD1導通，VD2截止，L2充電，L1放電。在t1～t2和t3～t4區間內對應的是逆變器中電力開關元件全部截止的時間區間，此區間整流電路進入續流狀態。L1的放電電流從其一端出發，流經負載RL、VD1，回到L1的星號(*)端；L2的放電電流從其星號(*)端出發，經負載RL、VD2，回到L2的另一端。可見，在續流階段VD1、VD2都導通，L1和L2的放電電流均以相同方向流過負載RL。圖5的UL1、UL2和IL1、IL2分別是電感電壓和電感電流的波形，IL1與IL2相加即為流過負載的輸出電流I0(見圖3中的I0)。

為了使這種整流電路進一步適應電阻焊電源大功率、大電流的要求，對整流電路做進一步優化。為了增加輸出額定電流和容量，在電路中將兩個二極管共陽極或共陰極并聯，再與二次線圈相聯接。但是二極管并聯在實際運用時，由于各二極管的特性不完全一致，不能均勻分擔所通過的電流，會使有的管子因負擔過重而燒毀。為解決多管并聯的均流問題，本設計在變壓器二次側采用多個線圈和多個電感相聯的方式。改進后的次級整流電路如圖6所示。

圖5 整流電路的電壓和電流波形

圖6 改進后的次級整流主電路

變壓器二次側繞組有多個單匝線圈N21、N22，……，VD1、VD2是聯接成共陽極的二極管。根據實驗得知，E形鐵心具有電感不易飽和的優點，所以電感L1、L2選用兩個E形磁心，E形磁心兩端的鐵心柱分別繞多個單匝線圈。

圖6中變壓器二次側至二極管陰極端輸出線ab和cd在工作時傳輸交流電，此段傳輸線所產生的交流阻抗限制了大電流輸出，隨著逆變器開關頻率越高，交流阻抗的影響也越嚴重。為了降低變壓器二次側交流電路所產生的阻抗，需要改變這段傳輸交流電的導線。由于電流或電壓的傳輸過程是電磁量從一個規定位置耦合到另一規定位置的過程，所以提高傳輸介質的耦合系數即提高了目標位置與源位置相應的電磁量之比，意味著提高了傳輸的電壓和電流。不同傳輸介質的耦合系數如表1所示，由于同軸電纜的耦合系數比平行雙線的耦合系數高，所以將此段傳輸交流電的導線制成同軸電纜可以降低交流阻抗對電路的影響。

表1 各種傳輸線的耦合系數

3 電路硬件調試和試驗波形

采取上述技術措施制成開關頻率為20 kHz的點焊全橋逆變器，如圖7所示，對整個逆變電路進行仿真實驗調試處理。逆變器輸出電壓和輸出電流波形如圖8所示，由圖8可知，整流二極管實現了零電流關斷和自然換相，次級無尖峰電壓，說明所有功率器件都工作在軟開關條件下，提高了高頻逆變器的電磁兼容性和可靠穩定性。輸出的焊接電流波形如圖9所示。

4 結論

(1)研制了一種零電壓、零電流開關倍流整流點焊逆變器，其超前管實現零電壓開通，滯后管實現零電流關斷，逆變器中所有的功率器件均工作于軟開關條件下。

(2)采用同軸線技術可以降低高頻逆變電路中變壓器二次線圈的輸出感抗。

(3)電路簡單、可靠實用，改進后的整流電路適用于大功率應用場合。

[1]熊振興，黃石生.現代數字化弧焊電源的發展[J].電焊機，2010，40(4)：7－10.

[2]陳延明，吳慧芳，曹 彪.一種零電壓零電流倍流整流弧焊逆變器[J].焊接學報，2007，28(6)：22－24.

[3]李西恭，楊錄東，張 亮.20kHz電阻焊逆變電源的研制[J].焊接學報，2006，27(2)：105－107.

[4]Ionel Dan Jitaru.A new high frequency,，IGBThed[A].PWM Converter[C].APEC，1992：657－664.

[5]阮新波，王建岡，陳乾宏.一種改進的倍流整流方式ZVS－PWM全橋變換器[J].電工技術學報，2002，17(2)：71－75.

A zero-voltage and zero-current resistance welding inverter with current double rectifier

ZHANG Wei，HU De-an，CHEN Yi-ping，ZHU Wen-zi
(School of Aeronautic and Mechanical Engineering，Nanchang Hangkong University，Nanchang 330063，China)

A new resistance welding inverter with zero-voltage and zero-current switching(ZVZCS)PWM was designed.The zero-voltage turn on was achieved for the leading－leg of the converter，and zero-current turn-off was achieved for the lagging-leg.A single line and double inductance commute circuit was used.The rectifier diodes in the secondary side were turned off naturally.All the power semiconductors in the converter were operated with soft-switching condition.Hence the switching stresses，losses and interferes were reduced，and electromagnetic compatibility is improved.The inverter power has many advantages such as saving energy，smaller，lighter and responding rapidly，further more the efficiency of the inverter was improved.It is especially suitable for the high power output applications.

resistance welding inverter；zero-voltage-switch；zero-current-switch；current-double rectifier

TG438.2

A

1001－2303(2011)04－0037－04

2010－12－24

張 偉(1986—)，男，江西余干人，在讀碩士，主要從事焊接設備及智能控制方面的研究工作。

圖7 IGBT全橋逆變器

圖8 逆變器輸出實驗波形

圖9 焊接電流的輸出波形