汪 敏 , 肖 斌
(西南石油大學 a.電子信息工程學院;b.計算機科學學院, 四川 成都 610500)
數(shù)字中頻技術是目前軟件無線電技術[1]中發(fā)展最迅速的一項技術,基于軟件無線電技術的中頻數(shù)字化接收機已經(jīng)成為現(xiàn)代雷達、通信、測控系統(tǒng)的重要組成部分。
典型的中頻數(shù)字接收機[2-3]技術主要包括A/D變換器、數(shù)字正交混頻及抽取濾波[4]等模塊。對于數(shù)字正交解調(diào)加抽取濾波模塊國外推出了一些成熟的產(chǎn)品,但通用性較差。隨著現(xiàn)場可編程門陣列(FPGA)規(guī)模的不斷擴大,及低價格的FPGA推出,這里采用數(shù)據(jù)采集芯片 AD6645和低價格的FPGA構建中頻數(shù)字接收平臺。
經(jīng)過測試,系統(tǒng)可以完成對中頻調(diào)幅信號的采樣,下變頻,解調(diào)等任務, 系統(tǒng)結(jié)構簡單,成本低,有良好的實用性和通用性。
所論述的系統(tǒng)中頻為30 MHz,實現(xiàn)AM調(diào)幅信號的解調(diào),最終輸出解調(diào)后的基帶信號,輸出信號速率為2.4 Mb/s。
中頻數(shù)字接收機系統(tǒng)由A/D采樣和數(shù)字下變頻(含抽取濾波)兩部分組成。其中A/D采樣的功能是將30 MHz的模擬中頻調(diào)幅信號進行采樣,得到數(shù)字化的中頻信號;數(shù)字下變頻部分將數(shù)字中頻信號變換至基帶,然后進行解調(diào)處理。數(shù)字下變頻部分由NCO(數(shù)字控制振蕩器)、混頻器、低通濾波器和抽取器組成。
輸入信號為30 MHz的中頻調(diào)幅信號(基帶信號為50 kHz的單頻余弦信號)。
輸入信號經(jīng)抗混疊帶通濾波后,進行A/D帶通采樣。綜合考慮采樣后頻譜的間隔,后端的數(shù)據(jù)處理量及最終輸出的2.4 M數(shù)據(jù)取樣率,選取采樣頻率為24 MHz。
用欠采樣的方式,采樣頻率為24 MHz,能夠成功的對30 MHz的調(diào)幅波進行采樣。帶通采樣在頻域上相當與對信號進行了以 fs為間隔的頻譜搬移,帶通采樣有下變頻的作用,經(jīng)過采樣后,信號的頻譜從原來的30 MHz被搬移到6 MHz的頻率處。所以NCO需要產(chǎn)生本振頻率為6 MHz的正弦和余弦信號。
采樣后的調(diào)幅信號與本振頻率為6 MHz的正余弦信號進行數(shù)字混頻,生成同相和正交兩路基帶信號。同相分量中包含基帶分量和二次諧波分量,只要通過低通濾波以后,就可以得到所需的基帶分量。
選取的FIR濾波器指標為:通帶截止頻率為0.6 MHz,阻帶起始頻率為1.2 MHz,通帶波紋為0.01,阻帶波紋為0.001。
將同相分量與正交分量進行合成,計算包絡,得到解調(diào)后的基帶信號。
因為信號的采樣頻率為24 MHz,所以采樣后的數(shù)據(jù)流速率為24 Mb/s,這么高的速率會導致后續(xù)的信號處理速度跟不上,計算量大,且難滿足實時性要求,所以需要對信號進行抽取。指標要求最后輸出速率為2.4 Mb/s,所以選取10倍的抽取因子進行降速。
用Matlab按以上參數(shù)和方案進行仿真,得到接收機端最終信號的時域和頻域圖如圖1、圖2所示,進而首先從理論上論證了該方案的可行性。

圖1 接收機端最終信號的時域波形

圖2 接收機端最終信號的頻域
硬件實現(xiàn)方案如圖3所示。經(jīng)信號發(fā)生器產(chǎn)生的30M模擬調(diào)幅信號送入數(shù)據(jù)采集電路進行AD采樣,A/D變換器選用TI公司的AD6645[5],最高采樣頻率可達80 MSPS。AD6645的時鐘信號要求具有高純度、極低的相噪聲等特性以防止A/D性能的惡化。對于一個輸入為30 MHz的中頻信號來說,使用較高抖動的采樣時鐘會造成系統(tǒng)的信噪比(SNR)下降3 dB至4 dB。AD6645的時鐘輸入采用差分輸入形式。從外部用單獨的時鐘源為AD6645提供24 MHz的采樣時鐘。
經(jīng)AD6645中頻帶通采樣后輸出的高速采樣數(shù)據(jù)流進入后面的 FPGA,F(xiàn)PGA 采用 Cyclone II系列中的EP2C5T144C8。AD6645的數(shù)據(jù)準備輸出(DRY)引腳與數(shù)據(jù)輸出是同步的,周期等于采樣周期,所以可將 DRY的輸出通過電阻直接與FPGA的時鐘輸入連接,作為后續(xù)一切處理的參考時鐘。

圖3 硬件實現(xiàn)框
使用CY7C68013構成USB接口電路,實現(xiàn)數(shù)據(jù)的高速傳輸。
電源電路采用AMS1117-3.3、AMS1117-5、AMS1084-5,AMS1084-3.3和LP3892-1.2提供AD6645所需的+5 V([4.75 V,5.25 V]),300 mA的模擬電源,以及+3.3 V([3.0 V,3.6 V]),40 mA的數(shù)字電源,EP2C5T144C8所需的3.3 V和1.2 V數(shù)字電源及USB所需的5 V和3.3 V數(shù)字電源。
選擇采用固定系數(shù)法來產(chǎn)生正弦、余弦信號,避免由于相位截短帶來的誤差。
正交本振詳細取值如下:

所設計的中頻數(shù)字接收機主要完成AM調(diào)幅信號的解調(diào),根據(jù)調(diào)幅信號的特點,信號的正交分量中只含有二次諧波分量,通過低通濾波器以后,可被完全濾除。為有效節(jié)約系統(tǒng)資源,所設計的NCO只需產(chǎn)生同相分量即可。
根據(jù)式(1),采用這種方法實現(xiàn)的數(shù)字本振信號一目了然,精確度高。因為每次取的相位值非常準確,不存在因相位截短而產(chǎn)生的相位誤差。而且,直接求出了本振信號的幅度值不是0,就是1或者-1,在用Verilog編程實現(xiàn)時直接與ADC輸出相乘即可實現(xiàn)混頻,精度可以任意高。
數(shù)字下變頻[6]部分設計中,主要的運算都集中在數(shù)字濾波部分。為減小運算量,在設計濾波器時采用了一種FIR抽取濾波器[7-8]的高效實現(xiàn)算法—多相濾波法[9]。傳統(tǒng)多相濾波法抽取因子為M的抽取多相濾波器中包含有M組不同系數(shù)的子濾波器。如果直接采用傳統(tǒng)的并行結(jié)構進行濾波,會耗費很大的FPGA資源。事實上,M組子濾波器除了系數(shù)不同外,結(jié)構上是完全相同的。因此設計中通過對一子濾波器的M次時分復用來實現(xiàn),從而可以大大節(jié)省資源消耗。
為保證各組濾波器在時分復用過程中相對獨立工作,傳統(tǒng)的FIR濾波器結(jié)構需要對每一組每一級的計算結(jié)果進行存儲,設計中,如圖4的結(jié)構所示,是將10組濾波器輸出的累加轉(zhuǎn)移到每一級處理單元中實現(xiàn),即十組分支濾波器共用圖4的一組乘累加單元。這樣,整個系統(tǒng)就只需要一組濾波器的存儲空間,從而進一步減少了資源消耗,簡化了系統(tǒng)結(jié)構。

圖4 10路分支濾波器共用部分RTL結(jié)構
編寫測試文件,用Modelsim se 6.2b對系統(tǒng)進行綜合和時序仿真。仿真結(jié)果如圖 5所示。輸入 i_indata為輸入的30 MHz調(diào)幅波,輸出o_ddc_dout為解調(diào)出的基帶信號。
用SU3150 DDS 函數(shù)信號發(fā)生器產(chǎn)生載波為30 MHz,調(diào)制信號頻率50 KHz的AM調(diào)幅信號;經(jīng)過采樣和下變頻后的基帶信號使用 QUARTUSⅡ軟件中內(nèi)嵌的Signal TapⅡ邏輯分析儀來進行觀察。
當用SU3150 DDS 函數(shù)信號發(fā)生器產(chǎn)生載波30 MHz,調(diào)制信號50 kHz的中頻模擬調(diào)幅信號時,經(jīng)中頻數(shù)字接收機的變頻和降速處理,最終輸出的信號是頻率為=49.5kHz的正弦信號。
基于FPGA的數(shù)字中頻系統(tǒng)基于軟件無線電思想,采用免乘數(shù)控振蕩器,多相濾波抽取等技術,可以較好地解決軟件無線電接收機的高速率與器件處理速度的矛盾,為中頻軟件無線電接收機提供一種可行的方案。通過對該方案的仿真分析,驗證了其可行性,并采用比較便宜的 EP2C5T144C8具體實現(xiàn)。最終測試結(jié)果表明,該接收機系統(tǒng)結(jié)構簡單,成本低,有良好的實用性和通用性,具有廣闊的應用前景。
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