寬帶數字信道化接收機部分信道重構技術

陳濤，岳瑋，劉顏瓊，司錫才

(哈爾濱工程大學信息與通信工程學院，黑龍江哈爾濱150001)

ESM(電子支援措施)系統中采用寬頻帶數字信道化技術，具有比傳統的模擬接收機更大的優勢.可將寬帶中頻信號分解為多個子帶信號，減小信號處理帶寬，可提高信號分選支路的靈敏度;可處理同時到達的信號，并具有子帶劃分靈活的特點［1-2］;利用寬頻帶數字信道化接收機所分解的多個子帶信號，可完成測頻、測相及脈內指紋分析.

文獻［3-6］給出了基于均勻信道化接收機的動態重構方法，以適應輸入信號帶寬.基本思路是先采用均勻分析濾波器組對寬帶中頻信號進行分析濾波分解處理，再通過能量檢測選取需要綜合的子信道，設計相應的綜合濾波器組，最后以對應的子信道分解信號為輸入，利用相應的綜合濾波器組重構輸入信號.因此整個處理過程需要2步:先分解再重構，需要設計分析和綜合2濾波器組［7］.同時該結構可以采用多相結構實現，具有運算量小、硬件復雜度低等優點.文獻［3-4］主要面對的是通信系統中的應用，中頻帶寬內的各個子帶信號在接收過程中雖然有時會發生動態變化，但一般信號的個數、帶寬和位置分布是事先知道的.文獻［5］應用到了ESM系統，在ESM系統中很難適應具有較大瞬時帶寬的LPI雷達信號，往往將信號劃分到不同的子帶中去，從而不利于進行后續的信號處理;另一方面，如果增大子信道帶寬，則會降低接收機的靈敏度.文獻［3-5］中同時指出，為滿足完全重建條件，需要分析濾波器的過渡帶寬要窄，而不會出現子帶間的混疊，同時給出了濾波器設計的優化方法.

在文獻［5］的基礎上，提出利用信道帶寬內有效頻率的方法對部分信道進行完全重建，以使得寬帶數字接收機與LPI雷達信號瞬時帶寬相匹配.此方法可以使得原型分析濾波器的過度帶寬較寬，降低了原型濾波器的設計階數和設計性能要求.

1 無混迭無盲區均勻寬帶數字信道化接收機實現結構

設原型FIR濾波器的單位沖擊響應是h0［n］={h［0］，…，h［N-1］}，濾波器長度為 N，即 0≤n≤N-1，則圖1所示的第k個信道的帶通濾波器為hk［n］=h0［n］ejωkn，其中 ωk=2πk/K，k=0，1，…，K-1，相應的頻域響應為:Hk［ejω］=H0［ej(ω-ωk)］.

圖1 第k個子帶的數字下變頻示意Fig.1 Digital down converter of the k sub-band

設K=FM，M為每個信道的抽取倍數，均勻濾波器組的多相濾波分量為 El(z)，則原型濾波器h0［n］的多相濾波結構為

當把M倍抽取器移到El(zK)之前，令F=K/M，得文獻［8］抽取移前后信道化接收機結構圖，如圖3所示.

進一步分析，取 F=2，考慮到 e-jωkMn=，偶數信道不需要乘以任何因子，而奇數信道要乘以(-1)n.El(z2)相當于在原來每個支路的多相濾波器各值之間插一個0，IDFT可用IFFT快速算法來實現.得如圖4所示的無混迭無盲區的信道化.可見在該結構中，系統的復雜度和數據速率大大降低，實時處理能力得到提高.

圖2 均勻多相濾波器組結構Fig.2 Uniformpolyphase filter bank

圖3 抽取移前后信道化接收機結構Fig.3 Channelized receiver structure with translater decimators

圖4基于多相濾波的高效信道化結構可采用如圖5所示的無混迭無盲區頻帶劃分方式.處理帶寬是信道通帶帶寬F倍，解決了混迭模糊問題.如果F=1，根據濾波器組抽取原理，此時雖然可以得到最大的抽取率，輸出的數據率降到了最低，易于后端信號處理;但如果信號剛好處于2個信道的交界處，將很難準確判決信號位于哪個信道中，使得頻率編碼器的性能下降.因此當濾波器組采用50%交疊的方式時，信號的處理帶寬必須大于信道帶寬的兩倍，否則將對后面的信號處理帶來困難.

圖4 高效數字信道化接收機結構(F=2)Fig.4 High efficient structure of channelized receiver(F=2)

圖5 信道化的頻帶劃分方式Fig.5 Filter bank magnitude response of channelized receiver

考慮到硬件FPGA實現時的資源問題(主要是原型濾波器的階數和濾波器阻帶衰減)，原型濾波器的過渡帶不能做得太窄.選擇相鄰信道50%交疊的濾波器組，原型濾波器設計階數相對減少.而每個信道為內插零后的濾波器，內插零對于運算中資源的耗費沒有影響，且濾波器系數全為實數.

2 信號重建

圖6給出了實現共Q路子信道信號重建的綜合濾波器組.

這里G［n］為原型低通濾波器，用來抑制信號經L倍插值后產生的鏡像.設

利用濾波器Ⅱ型多相分解，可以得到

令L=Q，并將L倍內插后移，上式變為

由此得到均勻Q路綜合濾波器組的DFT形式的多相結構［9］.

圖6 Q路子信道綜合濾波器組Fig.6 Q sub-bands synthesis filter bank

3 動態信道化高效多相實現結構

將圖3與圖7結合，構成高效多相動態信道化實現結構，如圖8所示.

圖7 均勻DFT綜合濾波器組的多相結構Fig.7 Polyphase structure of uniformsynthesis filter bank

3.1 信號重建中FFT點數確定

圖7中當綜合子信道個數φ為2的正整數次冪時，DFT可用FFT快速算法來實現，如圖8所示.若信號落在分析濾波器的QSnn到QSnn+Pn-1連續共Pn(≤Mn)個子信道中，令長度為 Mn=2［lbPn］+1的序列［QSnn(z)，QSnn+1(z)，…，QPnn-1(z)，0，…，0］T作為綜合濾波器組的輸入，以滿足FFT運算要求.可見在該結構中，系統的復雜度和數據速率大大降低，實時處理能力得到提高.

在衛星數據通信中，可以根據用戶需要確定信道覆蓋的子帶個數Mn，抽取倍數M.在ESM系統中，可以根據對相鄰子帶信號的能量檢測和信號的時間連續性檢測原則，將相鄰的子帶歸到同一個信道，確定信道覆蓋的子帶個數Mn，抽取倍數M.然后構造對應的綜合模塊，可配置FFT的點數，從而實現動態非均勻信道化.

3.2 信道檢測與判別

按圖5濾波器組采用50%交疊設計，相鄰信道頻響重疊會使一個輸入信號同時落在2個相鄰信道上，而產生虛假信號.文獻［8，10］利用頻率參數估計的方法進行信道判決.這里給出完整的信道判決實現過程，實現框圖如圖9所示.

圖8 動態信道化高效多相實現結構Fig．8 High efficient polyphase structure of dynamical channelized receiver

1)CORDIC算法求得的第k個子信道的幅度Ak［n］，與閾值Vth比較，當大于門限時觸發頻率參數估計.

式中，fc為均勻信道化接收機每個子信道的信號處理帶寬，fk為信道k的頻率多點平均值.

4)瞬時相位 φk［n］被限制在了［-π，π］范圍內，為了獲得真實的相位φk［n］，需要進行相位解卷繞，解卷繞算法是在原相位基礎上，根據相位后向差分，在瞬時相位 φk［n］加上一個修正序列 c［n］，初值 c［n］=0.

圖9 信道化接收機測頻與脈沖幅度判決流程Fig.9 Frequency measurement and pulse amplitude judgement block diagram

3.3 基于信道帶寬內有效頻率的子信道選擇技術

均勻DFT濾波器組是不能完全重建的［9］，主要原因是為保證信號無盲區，則分析濾波器無法做到銳截止，因此存在交疊，同時由于綜合濾波器也同樣無法做到銳截止，因此對鏡像信號的抑制無法做到100%.如文獻［3］中，阻帶衰減為98.04 dB的、滿足完全重構條件的原型濾波器的長度達到了13312，而原型濾波器系數長度的增加不僅增加了優化參數的個數和加大了非線性優化的難度，同時也增加了運算量和FPGA硬件資源的耗費［4］.

但若處理帶寬是信號帶寬的2倍(F=2)，可以采用根據頻率編碼信號是否落在信道帶寬內(即是否有效)來抑制帶外信號.即根據式(6)，當綜合的子信道信號的頻率無效時將該子帶I、Q信號設成0.同樣由于處理帶寬是信號帶寬的2倍，則綜合濾波器的帶外鏡像信號抑制也可以做得比較高.采用此方法明顯降低了原型濾波器的設計階數和設計參數要求.根據實際測試，對于ESM系統，在40 dB動態范圍的要求下，原型濾波器設計成192階可以滿足要求.

3.4 綜合濾波器的原型濾波器設計

由于綜合濾波器需綜合的子信道個數這里選為2n，因此對于綜合濾波器這里考慮系統可以預存多個原型濾波器，綜合時根據需要綜合的子信道數目來選取對應的濾波器.截止頻率分別設為π/4，π/8，……，π/2Mmax，其中 Mmax為 FFT 的最大點數.一般在根據ESM系統處理的LPI信號帶寬，綜合2路或4路信號是比較常見的.即通帶截止頻率設為π/4或π/8.

4 計算機仿真

仿真采用圖8所示的動態信道化結構，信號輸入范圍480～960 M，采樣頻率fs=960 M，M=16，F=2.可得子信道帶寬為30 M，信號處理帶寬為60 M.原型低通 FIR濾波器的通帶截止頻率為15 M，阻帶起始頻率為30 M，階數為256階，綜合濾波器和分析濾波器過渡帶均為15 M，阻帶衰減大于75 dB.輸入信號信噪比SNR=20 dB.采樣點數共計16 384 點，約 17.1 μs.

1)輸入兩部常規信號，信號載頻分別為935 M和895 M，信號經信道化后出現在2、3路上.

圖10中共16個信道，信號出現在2、3信道，每個信道采樣點數為2 048個點.圖中只截取了信號的100個點.可以看出，由于原型濾波器無法做到銳截止，因此，在1、4路也出現了信號，但在綜合信號時，可以通過應用式(6)測量每個信道的能量(實際過程中可使用幅度Ak［n］)和有效頻率，將每個子帶內30 M外的信號抑制掉.

圖11中由于經過了綜合濾波器，進行了2倍插值，因此采樣點數變為4 096點.其中0～512，3 584～4 095區間代表2路30M帶寬子帶信號頻譜;1 536～2 560區間代表3路30 M帶寬子帶信號頻譜.

圖10 常規雷達信號信道化結果Fig.10 Channelized results of routine radar signal

圖11 常規雷達信號重建復數信號頻譜Fig.11 Reconstruction complex signalmagnitude response of Routine radar signal

可見，雖然分析濾波器過渡帶有50%交疊，但采用本文方法，重建信號達到完全重建，輸出信號SNR大于29 dB.

2)輸入LFM信號，起始頻率為720 M，終止頻率為660 M.

輸入信號經信道化后結果落在9、10、11子帶，如圖12所示，可以看出，分析濾波器存在過渡帶.

雖然信號落在9、10、11子帶，但根據圖8，為完成FFT運算，需要補成4點FFT.

圖13中由于經過了綜合濾波器，進行了4倍插值，因此采樣點數變為 8 192點，其中0～512，7 568～8 192，區間代表第9路30 M帶寬子帶信號頻譜(對應LFM信號的720 M～705 M);5 680～6 704區間代表第10路30 M帶寬子帶信號頻譜(對應LFM信號的705 M～675 M);3 623～4 656區間代表第11路30 M帶寬子帶信號頻譜(對應LFM信號的675 M～660 M);1 536～2 560區間代表12路30 M帶寬子帶信號頻譜(此圖為該路補零的結果).

同樣可見，采用本文方法，重建信號達到完全重建.

圖12 LFM雷達信號信道化結果Fig.12 Channelized result of LFmradar signal

圖13 LFM雷達信號重建復數信號頻譜Fig.13 Reconstruction complex signalmagnitude response of LFmradar signal

5 結束語

本文針對均勻寬帶數字信道化接收機無法動態適應ESM系統中LPI等雷達信號大瞬時帶寬的問題，提出了在無混迭無盲區的均勻信道化設計結構的基礎上，根據能量和有效頻率檢測選取需要綜合的子信道的部分信道重構方法，去除了分析濾波器過渡帶造成的信號混疊，使得信號經綜合濾波器后得以精確重建.降低了原型濾波器的設計階數和設計參數要求.設計均勻信道化結構時要求處理帶寬是信號帶寬的2倍，同時由于該動態信道化結構采用了多相濾波方法，更加有利于接收機的硬件實現.通過仿真實驗，驗證了提出的接收機結構的有效性和可行性.

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