GSM-R 直放站數字下變頻的FPGA實現

汪 媚

（福建廣播電視大學，福建 福州 350003）

0 引言

GSM-R是專用移動通信的一種，專用于鐵路的日常運營管理，主要提供無線列調、編組調車通信、區段養護維修作業通信、應急通信、隧道通信等語音通信功能，可為列車自動控制與檢測信息提供數據傳輸通道，并可提供列車自動尋址和旅客服務。鐵路無線列車調度通信系統的通信質量直接關系鐵路的行車安全，我國大部分的鐵路地處山區及多隧道地區，造成列車無線調度通信系統在這種傳播環境中遇到許多弱電場區。為滿足弱電場區信號的連續覆蓋，現在已采用多種技術方式，如漏泄同軸電纜＋中繼器、光纖直放站、無線直放站等。由于目前光纖資源豐富，光纖直放站可靠性高等特點，鐵路弱場覆蓋解決方案中廣泛采用光纖直放站[1]。

數字光纖直放站是利用軟件無線電技術，將GSM Um口信號數字化，通過光纖傳送到遠端，利用遠端射頻單元再生、放大，實現基站信號拉遠覆蓋的無線網絡覆蓋設備。數字上/下變頻（DUC/DDC）是數字光纖站的重要組成部分，其功能是將基帶信號經過內插濾波后變到中頻的頻率，或者將中頻的信號經過抽取濾波后降到基帶的頻率上[2]。文章主要介紹了一種GSM-R光纖直放站數字下變頻模塊的FPGA實現方法。

1 數字下變頻的系統結構與設計

1.1 GSM-R直放站數字下變頻器的參數設計

表1為GSM-R光纖直放站的基本參數，要求4載波GSM信號在4 m的帶寬內任意可選擇地通過光纖傳輸。本設計為數字中頻信號處理模塊，在濾波器特性上，要求至少符合模擬聲表濾波器的一般指標性能：即通帶帶寬大于等于200 kHz，阻帶帶寬小于等于1 MHz，帶外抑制不小于60 dBC，載波中心偏正負400 kHz的抑制不小于35 dBC，達到工程可用的目的。

由于存在模數轉換過程，設計利用了奈奎斯特帶通采樣定理[3]，使用現行的高速ADC直接對中頻信號進行帶通采樣從而保證有用帶寬內的信號不發生失真[4]。在實際的 AD轉換過程中，由于幅頻特性的非理想，在整個通帶內越靠近帶寬邊緣處，信號受到的衰減越大，一般比頻帶中心處的幅度差值大約在0.5 dB以上。對于本下變頻系統來說，所采樣的信號最大帶寬范圍是 4 MHz，考慮到預留一定的冗余帶寬，將采樣率設為61.44 MSps，為濾波器實現良好的帶內平坦度提供了保障。

表1 GSM-R 系統的基本參數

下變頻之后帶寬和數據速率之間有著相互制約的關系，一定的數據速率fs，由于iq正交關系的2路信號表示的是復頻域信號，則最大可表示的信號帶寬為fs。這樣，若明確了所感興趣的載頻帶寬之后，經抽取的基帶信號速率則不可能小于載頻帶寬。另一方面，基帶信號在上變頻時需要經過插值處理，還原為下變頻之前的數據速率，在插值過程中由于鏡像濾波的需要，使處理的時延變大，因此基帶速率大小的選擇需要進行時延和基帶表示信息量之間的權衡。綜合考慮帶寬與時延等指標，系統基帶的數據數率選為7.68 mb/s。

1.2 GSM-R直放站數字下變頻器的系統結構

系統光纖傳輸接口采用的是 cpri協議，由于需要預留外部透傳數據的 cpri容量，因此系統要求使用寬帶傳輸，即傳輸的是一通道4 m寬帶信號，考慮到系統要求4載波信號任意可選，本DDC模塊采用2次混頻過程。第一次混頻是下變頻，將4通道載頻信號分別往下搬移到零頻；第二次混頻為上變頻，再將4通道零頻信號上搬移至基帶相應頻點，并合路為帶寬4 m的一通道基帶信號。這樣后級的數字上變頻模塊（DUC）只需將該 4 m信號上搬移至指定頻點即可，降低了后級資源的要求。

數字下變頻器DDC的功能結構如圖1所示，模擬中頻信號X(t)經AD芯片數模轉換后得到數字中頻信號X(n)，DDC模塊將輸入的X(n)信號分為4個通道，為每個通道配置獨立工作的 NCO（數控振蕩器）、數字混頻器、數字濾波器等子模塊。其中，NCO用于選擇輸入載波信號的工作頻率，只有符合頻率的載波信號才能進入該DDC通道；數字混頻器即為乘法器，將X(n)與第一級NCO產生的本振信號相乘；數字濾波器包括CIC抽4濾波器，FIR抽2濾波器，FIR單倍濾波器，將信號抽取后頻域上的混疊信號濾除并實現對信號的整形以滿足帶外抑制要求。最后將4通道信號與第二級NCO′產生的本振進行乘累加（MAC）合路后得到I、Q 2路基帶數字信號，該信號以7.68 mb/s的數據數率送給光纖傳輸模塊。

圖1 GSM-R 數字下變頻結構

2 數字下變頻的FPGA實現

2.1 數控振蕩器NCO的FPGA實現及仿真

數控振蕩器 NCO的目標是產生一個理想正交本振序列cos(w0n)和sin(w0n)，這里采用直接數字頻率合成器DDS實現。直接數字頻率合成器DDS由相位累加器、相位加法器、正弦查找表組成[5]。每到一個時鐘脈沖，通過相位累加器使相位在原來的基礎上加一個相位累加量即頻率控制字 M，再利用相位加法器加上初始相位，最后用相位值作為正弦查找表的地址，查出正弦值。每當累加器溢出時就產生一個新的循環，累加器完成一個循環的時間就是正弦波形的周期。

設fout為DDS的輸出頻率，fc為輸入信號的采樣頻率，N為相位累加器的字長，則輸出信號頻率與頻率控制字M的關系為：

當M為1時，上式代表DDS的輸出頻率分辨率，即：

直接數字頻率合成器DDS可以采用XILINX公司提供的IP核DDS Comlpier實現。將DDS的時鐘頻率設為61.44 MHz，與DDC的輸入采樣率相同,將相位寬度N設為20位，頻率控制字M設為20’h40000,則DDS輸出頻率為15.36 MHz的兩路正余弦信號，并與原始信號混頻后產生兩路零中頻正交信號，實現下變頻。其中DDS的參數設置為：SFDR為84 dB；頻率分辨率58.6 Hz。通過調用Modelsim，DDS的綜合仿真結果如圖2所示。

圖2 DDS 的Modelsim仿真

2.2 多級濾波模塊的設計

多級濾波器模塊對混頻后的信號進行濾波、抽取，降低數據速率并且達到濾波選頻的效果。抽取濾波器級數沒有統一的標準，由于多級抽取[6]可減少硬件中資源的使用而達到同樣目的，因此本設計采用3級的抽取過程，通過CIC濾波4倍抽取，FIR濾波2倍抽取，FIR濾波單倍抽取將61.44 mbps的基帶數據數率降低到7.68 mbps以進行內部混頻。

CIC濾波器由于其實現結構特點常用來在數字系統中實現大采樣率的改變[7]，但較大的旁瓣使得其難以達到良好的濾波性能，可以通過階數的增加來提高阻帶的衰減性能[8]，因此本設計第一級抽取濾波器采用4階CIC濾波器來實現對信號的4倍抽取。

假定通帶等紋波大小，FIR濾波器理論上的設置主要考慮通帶和阻帶位置。為在工程上可用，根據gsm載波特性，對單載波信號本系統3 dB的通帶帶寬設為0.4 MHz，阻帶帶寬設為1 MHz。系統中的濾波器參數可以在matlab的濾波器設計工具fdatool中得到體現，多級濾波器的設置如圖3和圖4所示。

圖3 FIR抽2濾波器的響應曲線

圖4 FIR抽1濾波器的響應曲線

2.3 內部混頻模塊的實現

在DUC內部的混頻處理上，采用正交混頻的方案，7.68 m的IQ基帶數據與相同數據速率的本振信號進行正交混頻，使頻譜上搬。正交混頻的計算公式如下：

公式(1)為正交混頻公式，公式(2)、(3)為其實部和虛部的分解式。其中w0為本振信號的角頻率,ws為待處理信號的角頻率。

從上式中可看出此復數運算要進行 4次乘法和 2次加法，由于系統時鐘為數據速率的8倍，通過利用FPGA內部DSP48的時分復用可實現多個通道數據的乘累加運算，即在混頻過程中直接將不同通道的數據進行合路，進而省去一級加法器。為此，需要要求IQ和DDS數據按照一定的順序對應輸出，4載波8個iq通道的處理只需2個DSP48即可完成，如圖5所示。

圖5 DUC混頻DDS輸出和數據對應關系

3 硬件測試與結果分析

數字下變頻器 DDC最終在 XILINX公司的 FPGA芯片Virtex-4 XC4VSX35上實現。采用信號發生器Agilent E4433B產生模擬中頻信號76.8 MHz作為采樣率為61.44 MHz的ADC（型號為 AD11C125）的輸入信號。ADC芯片過采樣后輸出15.36 MHz的中頻信號輸入數字下變頻模塊進行下變頻處理。最后I、Q兩路正交信號輸出到DA芯片AD9779A。

其中DA芯片輸出的模擬信號頻譜如圖6所示。在測試過程中，通過調節信號發生器的頻率可以將信號變頻到不同的中頻頻率上，驗證了下變頻器設計的正確性。由圖6可知，在載頻中心偏±200 kHz時該處帶外抑制為2.98 dB左右，符合不大于3 dB抑制的指標要求；在載頻中心偏±400 kHz時帶外抑制為52 dB左右，大于35 dB抑制的指標要求，驗證通過。

圖6 AD9779模擬輸出信號頻譜

4 結語

詳細介紹了GSM-R直放站數字中頻模塊下變頻器的設計與實現。依據GSM-R系統的指標要求，利用FPGA的高速率、可實現在線重構等優點，采用SIMULINK建模與Verilog語言相結合的方法實現了數字下變頻的設計，仿真與測試結果達到了設計要求。綜上所述，所提出數字下變頻方案具有實際的應用性及獨特性，在工程實踐中有一定的參考價值。

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