周期信號鉗位的一種新方法及在PWM調(diào)制中的應(yīng)用

黃國勇，呂華宇

（吉林大學(xué) 通信工程學(xué)院，長春 130012）

在實際應(yīng)用電路的設(shè)計中，經(jīng)常需要產(chǎn)生上峰值或者下峰值電平固定的信號。如在DSPWM調(diào)制電路中，就需要產(chǎn)生上峰值為零和下峰值為零的三角波信號，如果三角波信號的峰值定位不準(zhǔn)確，將帶來PWM信號的失真。而實現(xiàn)信號鉗位的經(jīng)典方法則是二極管鉗位電路，這種電路的工作原理是利用信號本身的能量經(jīng)二極管給電容充電，在電容上形成累積的直流電壓，此電壓與信號電壓串聯(lián)疊加，輸出下峰值（或上峰值）固定的信號。但在實際應(yīng)用中，二極管鉗位電路卻存在諸多問題，如鉗位速度慢，鉗位精確度不高，調(diào)節(jié)不方便，輸出電路阻抗高等缺點。這些不足均限制了二極管鉗位電路的應(yīng)用。

1 運放和比較器實現(xiàn)信號鉗位

鉗位后的的周期信號可以用下式表達：

式中a為直流分量，bsin(ωt)為原信號。a為正值時，實現(xiàn)下峰鉗位，a為負(fù)值時實現(xiàn)上峰鉗位，a和b的差值即為鉗位電平。當(dāng)|a|=|b|時為零點鉗位。可見，周期信號鉗位的實質(zhì)是將所要鉗位的信號和一個直流信號相加。因此，在確知信號幅度和鉗位電平的情況下，可以用加法器配合精密參考電壓實現(xiàn)，如圖2所示。

圖2 (a)加法器混合電路Adder mixing circuit

圖2 (b)減法器混合電路Subtraction clamp circuit

但在應(yīng)用中，信號的幅度值通常是不可預(yù)知的，因而就不能預(yù)設(shè)所需疊加的直流值。問題轉(zhuǎn)化為怎樣產(chǎn)生快速跟蹤信號幅值變化的直流信號。

本文中，作者應(yīng)用比較器和加法器（或減法器）構(gòu)成反饋環(huán)路，實現(xiàn)了信號幅度的跟蹤和峰值鎖定。反相加法器用于上峰值鉗位，減法器用于下峰值鉗位。如圖（3）和圖（4）所示。

圖3 加法器上峰值鉗位電路Fig.3 The peak clamp of adder mixing circuit

零時刻，Vout=Vin=0，Vin負(fù)半周來臨時，經(jīng)運放倒相，輸出體現(xiàn)為正半波，由于Vin幅值大于Vref，比較器將輸出一正脈沖，經(jīng)D1、R4給電容C充電，使Vc抬高，由于Vout=-Vin-Vc，Vout的峰值將被拉低，如果半周期內(nèi)Vout峰值仍然大于Vref，則在下一周期重復(fù)上述過程直至Vout的上峰值等于Vref，此時就實現(xiàn)了Vout的上峰值鉗位，也即實現(xiàn)了輸入信號的鉗位。需要注意的是Vout中的信號成分和輸入信號是反相的，如需保持相位一致，可在信號輸入端加一節(jié)反相器。二極管D1的作用是為了防止C反向放電而形成Vc的大幅波動。

根據(jù)上述原理，即可實現(xiàn)信號鉗位，但由于R1、R2、R3的存在，C在充電的同時也在不斷放電，導(dǎo)致Vc在鉗位穩(wěn)定后處于微幅的波動狀態(tài)，這會給鉗位電平帶來一定的誤差。為了充分減小誤差應(yīng)在不影響加法器性能的前提下加大放電時間常數(shù)，即在C不變的情況下，盡量增大R1～R3的值。根據(jù)仿真結(jié)果，建議取放電常數(shù)大于10倍信號周期。

電路中，由于比較器給出的是脈沖電壓，且幅度通常遠(yuǎn)高于輸入信號幅度，若R4×C的值過小，有可能形成過充，即Vc在信號第一周期就大于Vin幅度值的情況。因此，充電常數(shù)也應(yīng)充分大，不過，擴大充電常數(shù)將帶來鉗位時間的延長，好在反饋回路的存在會及時減小充電脈沖寬度，使這一問題并不突出。根據(jù)仿真結(jié)果和實驗驗證，R4的取值變化只對鉗位時間有顯著影響，對鉗位結(jié)果無實質(zhì)性影響。建議取R4

由減法器和比較器構(gòu)成的下峰值鉗位電路的工作過程與此類似。

圖4 減法器下峰值鉗位電路Fig.4 The buttom of clamp of adder mixing circuit

2 仿真結(jié)果

對上峰鉗位電路和下峰鉗位電路仿真結(jié)果如下：

上峰鉗位取R1=R2=R3=10kΩ；R4=100Ω；

C=4.7μF；Vref=0v；加法器型號LF351D，比較型號LM311M，信號頻率為100kHz，幅度為1v。仿真結(jié)果如圖5所示。

圖5 上峰鉗位電路仿真結(jié)果Fig.5 Simulation results for the the peak clamp circuit

下峰鉗位取R1=R2=R3=R4=10kΩ；R5=100Ω；C=4.7μF；Vref=0v；加法器型號LF351D，比較器型號LM311M，信號頻率為100kHz，幅度為1v。仿真結(jié)果如圖6所示。

圖6 下峰鉗位電路仿真結(jié)果Fig.6 Simulation results for the the bottom clamp circuit

從仿真結(jié)果可以看出，本文提出的新的鉗位電路，鉗位時間約150～160μs，鉗位誤差在10mv以內(nèi)，所以具有鉗位速度快，鉗位精確的特點。

3 DSPWM電路實際應(yīng)用

高精度鉗位電路有廣泛的應(yīng)用，如在DSPWM調(diào)制中，就需要上峰值和下峰值分別精確鉗位到零點的三角波信號。詳細(xì)原理請參照參考文獻［1］［2］。本文給出的鉗位電路，三角波信號經(jīng)鉗位電路產(chǎn)生上峰值為零和下峰值為零的兩路信號，分別與待調(diào)制正弦信號進行比較，即可產(chǎn)生DSPWM信號。圖7給出了這種調(diào)制的原理。

圖7 DSPMW調(diào)制原理Fig.7 Modulation principle of DSPMW

在圖7的原理基礎(chǔ)上，我們設(shè)計了應(yīng)用電路，運放選用LF351D，比較器選用LM311M，并取f=5kHz、Vp_p=2v的三角波信號對f=500Hz、Vp_p=3v的正弦波進行PWM調(diào)制，仿真結(jié)果如圖（8）圖9所示。仿真結(jié)果顯示，輸出的DSPWM信號波形良好，且為分路輸出，可直接輸入橋式放大電路進行功率放大。

DSPWM電路仿真結(jié)果：

圖8 正半周PWM波形Fig.8 The wave of positive half cycle of PWM

圖9 負(fù)半周PWM波形Fig.9 The wave of negative half-cycle of PWM

4 結(jié)論

本文所提出的周期信號鉗位電路，經(jīng)電路仿真和實際驗證都能夠達到預(yù)期的效果。與傳統(tǒng)的二極管鉗位電路相比，具有鉗位速度快、精度高、帶載能力強的優(yōu)點。文中給出了利用該電路形成DSPWM的實例，仿真結(jié)果顯示該電路精確、可靠。

［1］周明磊，游小杰.低開關(guān)頻率下PWM調(diào)制方法研究［J］.北京交通大學(xué)學(xué)報，2010，34（5）：53-57.

［2］金科，阮新波，劉福鑫.改進型零電壓開關(guān)PWM三電平直流變換器［J］.中國電機工程學(xué)院，2005，25（4）：32-37.

［3］康華光.電子技術(shù)基礎(chǔ)（模擬部分）［M］.北京：高等教育出版社，2006.

［4］方德政.電路電機技術(shù)［M］.上海：同濟大學(xué)出版社，2005.