SHAPF復合控制策略的改進與仿真研究

謝明磊 廖 明

（廣東電網公司梅州供電局，廣東 梅州 514021）

隨著經濟的發展，工業和生活用電中的非線性負荷向電網注入了大量高次諧波電流，嚴重影響了整個電力系統的安全穩定運行。因此，如何快速有效地濾除電網諧波已經引起了各國學者的普遍關注。

目前，常用的濾波方法有無源濾波和有源濾波兩類，其中有源濾波以其優良的性能成為了電網諧波治理的主要研究方向。本文以并聯混合有源濾波器（Shunt Hybrid Active Power Filter, SHAPF）為研究對象，介紹了其拓撲和復合控制策略的基礎上，針對負荷變化較大時濾波效果受到影響的情況，改進了控制策略并用Matlab軟件搭建仿真模型進行了驗證。

1 拓撲結構

SHAPF是指有源濾波器與無源濾波器串聯之后并入電網的拓撲結構，其結構示意圖如圖1所示。

圖1 SHAPF拓撲結構示意圖

它由無源濾波器、電壓型逆變器、輸出濾波器以及耦合變壓器等4個主要部分組成。其中，無源濾波器采用多個單調諧濾波器組成，主要起到濾除固定次諧波并隔離基波電壓的作用，文中由5次、7次單調諧濾波器和二階高通濾波器并聯構成。有源濾波器采用電壓型逆變器，輸出幅值和相位可調的補償電流，用以濾除電網中諧波電流并抑制電網阻抗和無源濾波器的諧振。輸出濾波器用于濾除逆變器載波頻率附近的高頻分量，防止高頻諧波進入電網。

2 控制策略

SHAPF常用的控制策略大致可分為開環控制[1]和閉環控制[2]，其中常用的開環控制策略是根據負載諧波電流 iLh進行控制，此時系統為前饋控制，動態特性好，無系統穩定性問題，但容易發生欠補償或過補償，無法抑制濾波器阻抗與系統阻抗之間的諧振；而常用的閉環控制策略是根據電網諧波電流iSh進行控制，此時系統為反饋控制，能夠自我調節補償效果并抑制串并聯諧振，但是系統存在穩定性的問題。因此，為了改善前饋開環調節的準確性和反饋閉環調節的系統穩定性，可采用反饋控制+前饋控制的復合控制策略。即同時檢測電網諧波電流iSh和負載諧波電流 iLh，控制逆變器輸出電壓 uF= K1iLh+ K2iSh。此時系統的主要控制信號來自于 iLh，當其變化時立即對有源濾波器進行相應調節，加速系統響應速度；系統中的反饋控制主要是用來彌補前饋控制的不足，克服因模型不精確所帶來的影響，對被控量iSh進行監控調節。

采用輸入輸出法對圖1的系統拓撲進行建模，可得到系統的單相電氣模型，如圖2所示。

圖2 SHAPF的網側單相電氣模型

圖中， uS為電網電壓， uF為逆變器輸出電壓，iL為負載電流，ZPPF、ZLO、ZCO分別為無源濾波器阻抗、輸出濾波器的感抗和電容支路的阻抗。假設電網電壓無畸變，則應用疊加定理，可以得到電網電流中的諧波分量如式（1）所示。

采用復合控制時，將 uF= K1iLh+ K2iSh代入式（1）可得

由式（3）可得系統等效電路圖，如圖3所示。這種控制策略等效為控制有源濾波器來增大電網支路諧波阻抗，同時減小濾波器支路阻抗，從而使大部分諧波“流入”濾波器支路，有效地減少電網電流的諧波含量。

圖3 復合控制策略的系統等效電路圖

此時可同時調節K1、K2值來獲得更好的補償性能。在相同的濾波要求下，K2能取得更小值，有利于系統穩定。

3 存在問題與改進措施

SHAPF一般采用PWM調制產生uF，其過程如圖4所示。

圖4 uF控制信號的產生過程

負載電流 iL經過變比為 n:1的電流互感器后進入數字控制器進行諧波計算，得到負載諧波電流后乘以歸一化因數μ，去和三角形載波進行比較，產生控制逆變器的PWM調制波。令 iLh表示負載諧波電流，表示經過電流傳感器和諧波計算器后的負載諧波電流，如果檢測精度足夠，則顯然有

當非線性負載突然加重，使諧波電流增大較多時，SHAPF控制器檢測到的諧波信號乘以歸一化參數得到的調制信號會超過載波幅值，從而丟失了部分調制波信息，造成逆變器輸出的補償電流與電網諧波電流有較大誤差，影響濾波效果，此時通常改變歸一化參數來縮小調制波，但是可以發現濾波效果改善不大。這是因為根據 PWM調制原理，在載波幅值內，逆變器輸出電壓與調制信號的關系如下

式中，m為載波幅值的倒數，通常取為1，PWM逆變器確定后，m是不變的；電流互感器確定后，變比n一般也是不變的。當為了保證逆變器的諧波調制信號大部分在載波幅值之內，將歸一化因數除以一個值時（假設為A），因為直流側電容電壓 udc控制不變，會導致有源濾波器輸出容量不足，僅輸出iLh/A的補償電流，無法完全補償諧波電流 iLh。因此如式（6）所示，還必須改進控制策略，相應增大udc，提高逆變器的輸出容量。

如何合理地改變歸一化因數，即確定 A值是改進的控制策略的關鍵。假設負載改變前的調制波在載波幅值之內，對于不含諧波分量的電流波形，測得負載改變后的基波幅值，按比例減小歸一化因數，就可使負載變化后的調制波縮小在載波幅值之內。但是對常用的LC濾波三相不可控整流裝置來說，負載不同時，交流側的電流波形因諧波含量不同而呈不規則變化，因此無法根據上述規則確定歸一化因數的改變值。文獻[3]給出LC濾波三相橋式不可控整流電路網側諧波電流的表達式，如式（7）、（8）所示。

式中， X6=6ω L -1/6ωC ，三相不可控整流裝置確定后，L、C一般均不改變，即 X6不變；改變的通常是R，它的大小反應負載輕重。

由式（8）可以看出，當系統電壓保持不變時，系數 an僅與X6有關； bn僅與R有關。當負載R變化時，基波和各次諧波幅值的增量主要受 bn影響。又基波電流的 b1值與各次諧波電流的 bn值成一定比例，因此可用 b1值變化量來反映 bn的變化量，從而進一步近似反映諧波幅值的變化量。即假設輕載時，逆變器的諧波調制信號大部分在載波幅值之內，測得負載電流 i2的 b1*值；負載加重后，測得此時的 b1值，按 b1/b1*得比例減小歸一化因數，即可保證負載變化后的諧波調制信號也在載波幅值之內，減小調制誤差。同時 b1/b1*比例增大直流側電壓，就可保證逆變器有足夠容量輸出相應的補償電流。

當采用廣義dp-dq法檢測計算諧波時，通過低通濾波器后得到的直流量如式（9）所示。

檢測低通濾波器處理后的基波有功分量即可很容易得到負載變化前后的 b1值，如式（10）所示。

4 仿真實驗

用Matlab軟件搭建380V低壓系統模型進行仿真實驗，SHAPF主電路和控制電路的仿真模型分別如圖5和圖6所示。

圖5 SHAPF仿真模型

諧波源采用 LC濾波的三相不可控整流電路，初始負載為2.5Ω，0.4s增加3Ω。直流側電容電壓初設為350V，負載減輕時，控制策略不會改變電容電壓，負載加重時則自動調整歸一化因數和直流側電容電壓值，常規和改進控制策略后的濾波效果對比如表1所示。

圖6 改進的控制策略仿真模型

表1 濾波效果比較

從表1中可以看出，當負荷加重時，采用常規控制策略，諧波畸變率增大，濾波效果受到影響，而對控制策略改進后，仍能保持較好的濾波效果。

5 結論

文章在分析了 SHAPF的電路拓撲和控制策略的基礎上，針對負荷變化較大時，可能影響濾波效果的情況，提出了改進的方法，并用Matlab軟件搭建仿真模型進行了驗證，實驗結果證明本文提出的改進方法是正確可行的。

[1]BLAJSZCZAK, G Direct method for voltage distortion compensation in power networks by series converter filter. IEE Proc. E.PA., 1995, 142(5):308-312.

[2]朱海平.無變壓器混合有源電力濾波器及其控制策略研究[J].通信電源技術,2009,26(6):14-17.

[3]裴云慶,姜桂賓,王兆安.LC濾波的三相橋式整流電路網側諧波分析[J].電力電子技術,2003,37(3):34-36.