基于DSP的UPS電源在線控制技術研究

李杰輝

(民航中南空管局通信網絡中心，廣東廣州510470)

隨著現代網絡技術和信息產業的進一步發展，供電中斷帶來的損失也變得越來越嚴重，對UPS電源的需求還將會進一步擴大。逆變器是UPS的核心，它必須具有輸出高質量電壓波形的能力。隨著工業用高速數字信號處理器(DSP)的發展，正弦波逆變器的控制方案正由模擬控制向數字化控制的方向發展。

1 UPS逆變器的電路模型

在線式UPS一般采用橋式逆變電路，屬于電壓型逆變電源范疇。圖1為典型的單相UPS的PWM逆變電路圖。電路由單相半橋式逆變器、L-C濾波器和負載組成。圖中Uo為逆變器的輸出，Udc為直流母線電壓，Lf和Rf分別是濾波電感的電感量和等效阻抗，Cf為濾波電容。

圖1 單相半橋式逆變器電路模型

圖1中給出了逆變環節輸出的詳細結構圖，輸出環節由BUS電容C1和 C2、功率管 Q1和 Q2、輸出濾波電感Lf、輸出濾波電容Cf組成。其中電容C1和 C2分別為正、負BUS電容，在正常工作時，它們的直流電壓分別為+170 V和－170 V。

按輸出電壓極性有單極性SPWM和雙極性SPWM之分。單極性是指在一個載波周期內，逆變橋的輸出電壓uab只有0和正電壓或0和負電壓;雙極性是指一個載波周期內，逆變橋的輸出電壓uab既有正電壓，又有負電壓。

本系統的SPWM采用一組正弦雙極性脈寬調制波形控制功率管Q1和Q2的開通、關斷。Q1和Q2是交替開通和關斷的，它們的工作狀態是互補的。當Q1開通時，Q2必然處于關斷狀態，輸出到電感Lo上的電壓是+170 V的電壓脈沖;反之，當Q1關斷時，Q2必然開通，此時輸出到電感Lo上的電壓是－170 V的電壓脈沖。這樣，隨著Q1和Q2的交替開斷，就形成一組正弦脈寬調制波形，經過輸出濾波電感Lo和濾波電容Cf，在負載端就會得到標準的正弦波形。

2 基于DSP的數字PWM產生機制

DSP要實現對逆變器的數字控制，關鍵是解決數字PWM的發生。模擬PWM是用三角波和控制信號進行比較產生的;數字PWM采用定時器和數字比較器來實現，其中定時器用來產生鋸齒波或對稱三角波，數字比較器決定輸出信號的高低電平。上述兩種方式實現的基本原理是一樣的，但是數字PWM有其獨特之處。

DSP芯片TMS320LF2406內部集成了對稱和非對稱的兩種數字PWM發生模塊。本系統采用的是對稱PWM，其發生原理是:定時器1從0開始遞增計數到周期值T1PR，接著從T1PR遞減計數到0。然后開始下一個周期。對于高有效的那一路PWM輸出口，當計數值上升到比較值CMPRx時，輸出高電平;當計數值下降到比較值CMPRx時，則輸出低電平;低有效的那一路與之互補。

為了避免逆變橋同一組橋臂的上下管共通，兩路互補的PWM信號必須設置死區。死區可以通過外部模擬電路實現，也可以由DSP內部的死區發生模塊設定。通過設定死區時間寄存器，TMS320LF2406可以實現從50 ns到102.4 μs的死區時間，它實際上是讓每一路PWM的上升沿時刻延遲一個死區時間。必須指出的是:TMS320LF2406的全比較動作控制寄存器ACTR 決定了其輸出引腳 PWMx(x=1，2，3，4，5，6)的性質，這六個引腳中的1，3，5分別與2，4，6共享一個比較寄存器CMPRx(x=1，2，3)，所以一共可以產生三對互補的PWM信號。死區有效的前提是其中的1，3，5引腳被設置為高有效，對應的2，4，6引腳被設置為低有效。否則死區的設置非但不能起到應有的保護作用，而且會使一對本應互補的PWM信號發生重疊，直接造成破壞。

本文使用的DSP芯片TMS320LF2406的計數頻率f0=40 MHz，逆變器的開關頻率fc=16 kHz，若采用對稱PWM方式其分辨率Dmin=2fc/f0=1/1 250，這樣的PWM分辨率基本上可以滿足UPS逆變器的控制精度要求。因此本文的逆變器控制采用了對稱PWM方式。

3 基于DSP的UPS控制電路設計

本系統研究DSP控制的50 Hz l00 V UPS，核心控制芯片采用TMS320LF2406，這種DSP芯片是專門針對控制應用而設計的。TMS320LF2406具有高速信號處理和數字控制所必須的結構特點，能實現復雜控制算法，本系統依靠這一特點，用軟件實現逆變重復控制算法。

3.1 UPS控制系統的結構

圖2給出了DSP芯片TMS320LF2406控制實現在線式UPS的結構框圖。僅用一片DSP就可以實現在線式UPS的四個功率變換環節:輸入PFC環節、輸出逆變環節、電池充電環節、電池升壓環節，各個功率變換環節的控制是彼此獨立的。由于DSP一條指令的時間50 ns，所以能用DSP實時處理電流環和電壓環。

UPS的四個功率變換環節，總共需要6路信號反饋，分別是:輸入電壓、直流BUS正負電壓、輸出電壓、輸出電流、電池電壓。DSP芯片內部集成了A/D轉換模塊，可以實現對上述6路信號的采樣。DSP芯片的A/D轉換模塊分為兩個，其中ADCO～ADC7在第一個模塊，ADC8～ADC15在第二個模塊，兩個模塊可以實現并行的轉換。ADC1用于輸入電壓的檢測;ADC0和 ADC3用于正負 BUS電容電壓的檢測;ADC14和ADC7用于輸出電壓、電流的檢測;ADC4用于電池電壓檢測。

圖2 DSP控制在線式UPS的結構

3.2 系統軟件的設計

本系統根據輸出電壓及穩壓值通過嵌入式重復控制和積分、比例控制復合控制算法來修正DSP中EVB模塊中CMPRl中的正弦波幅值，從而控制開關管IGBT的占空比，達到控制輸出電壓的目的。本控制算法很好地解決了重復控制靜差的問題和響應緩慢的不足，較好地滿足了UPS不間斷電源的要求。改進后的重復控制軟件流程如圖3所示。

圖3 軟件流程圖

圖中CFramHEAD和CFramTAIL分別為重復控制器累加存儲單元的頭地址和尾地址指針，AR3為取數據地址指針，AR4為存數據地址指針，QramHEAD和QramTAIL分別為超前補償存儲單元的頭和尾指針，QgetDATA為存放數據地址指針，G和M為超前補償量，Ki為積分系數，Kp為比例系數，Q為二階濾波因子，a為重復衰減常數，Temp，Ptemp和 GPRO為暫存單元。

4 實驗結果與分析

在實驗中，輸入110 V 50 Hz的市電電壓，BUS電壓為170 V，輸出濾波電容為4.7 μF，輸出濾波電感為2 mH，負載為0～700 W的白熾燈;閉環控制器中前饋控制系數Kq=1，重復增益系數Kr=0.25，Q(Z－1)=0.95，比例控制系數 Kp=1，死區時間為 2 μs，采樣頻率為8 kHz。實驗結果和波形如圖4至圖6。下面將對采用復合重復控制算法的逆變輸出波形的動態響應過程逐一分析，可以看到采用比例、積分控制后波形的改進。

圖4 UPS閉環空載輸出電壓波形

圖5 閉環帶載100 W輸出電壓波形及其與空載電壓波形的疊加

圖6 閉環滿載輸出電壓波形及其與空載電壓波形的疊加

圖4至圖6捕捉到的示波器波形中，給出了逆變環重復控制的改進過程中輸出電壓波形加(減)載時的動態響應過程及穩態波形。圖4為只有嵌入式重復控制算法時輸出電壓的動態響應過程，可以看出加(減)載瞬間超調量較大，恢復至穩態的過程較慢，且穩態誤差較大(約為5 V)。為提高系統響應的快速性，加入比例調節器，如圖5所示，可見加(減)載瞬間超調量明顯變小，且恢復至穩態的過程加快，但仍存在穩態誤差(約3 V)。下一步，為解決誤差的問題加入積分調節器，如圖6所示，加(減)載瞬間超調量更小，恢復至穩態的過程進一步加快，通過帶不同負載時的穩態波形及空載、負載時的波形疊加可看到，兩種情況下的穩態波形幾乎達到了無靜差，且波形畸變非常小。

由于仿真時的BUS電壓采用恒定值，而實際系統中是通過PFC功率因數校正達到直流BUS電壓穩壓的目的，實際直流母線電壓不是最理想的，當突加、減重載時，可能會引起母線電壓的下垂，從而加劇逆變電源輸出電壓變化。所以本實驗結果中的動態過程(如超調量、響應速度)與仿真結果相比仍有一定的差距，需要進一步改進。

5 結論

信息技術的巨大進步，推動了高可靠的逆變電源的發展。由于大量非線性負載的存在，使得用戶對UPS的性能和結構有了越來越高的標準和要求。本文從實際出發，從數字化UPS的角度，對在線式UPS的設計和應用進行了研究和實驗。結果表明:采用此控制方案在額定負載范圍內輸出特性良好，能獲得穩定的50 Hz正弦電壓，是一種高性能、低成本的控制系統。

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