Buck變換器中的過流保護

董 艷

（上海交通大學，上海200023）

0 引 言

為了避免電力器件發生過熱，特別是MOSFET或肖特基二極管的溫度超過其特定的限制溫度，需要引入保護機制，尤其是引入過流保護來避免這些電力器件受損壞。過流保護可以分成兩個部分，一個是過流保護的檢測方式，另一個是過流保護的保護模式。通過一定的檢測方式buck控制器負責獲取電力器件中的實時電流信號；而保護模式決定了buck控制器一旦監測到過流信號后所采取的保護動作。

從過流保護檢測的方式來看，過流保護可以通過如下方式來監測電流：a電流檢測；b電壓檢測。

從buck直流變換器中常用的過流保護的模式來看，有以下幾種保護模式：a跳變模式（打嗝模式）；b恒流模式；c直接關機模式。

過流保護方式和保護動作的配合沒有固定模式，根據不同的應用自由組合以達到過流保護的目的。

1 電流檢測和電壓檢測

1.1 電壓檢測

在大多數集成buck變換器中，上管和下管（或者續流二極管）都是包在控制器里面的。ST的ST1S10是一個最大輸出電流達3A的集成同步降壓控制器，內涵MOSFET和續流肖特基二極管。典型應用電路如圖1所示。

圖1 ST1S10典型應用電路

在ST1S10發生短路或過流時，如果輸出電壓（UOUT）的降低引起反饋電壓（UFB）降到低于0.3V，ST1S10就會關機并持續一個TOFF的時間（TOFF（SCP）＝288μs typ.）然后再次開機并持續一個TON的時間（TON（SCP）＝130μs typ.）。這個動作周期性重復，直到整個TON時間內沒有監測到過流（UFB＞0.3Vtyp.），ST1S10就恢復正常動作。

ST1S10的過流保護模式是一種通過檢測UFB，最終以打嗝來實現保護的一種模式。在這種檢測電壓的方式中，當負載電流可能大于最大負載電流時，負載電流須被限定在這個最大值。也就是說，負載電流如需進一步加大，其結果是輸出電壓會隨之降低，輸出電壓和負載電流的關系如圖2所示。

通常過流保護時的損耗會比正常工作時的損耗要大。為了保護電源，必須考慮最壞的情況。ST1S10內部電路沒有另設過流檢測電路，而是利用反饋腳（FB）。這樣做的好處是簡化內部微電路設計，降低芯片成本，而且也簡化了外圍電路設計，減少了電路所占空間。但是，在過流保護中采用電壓檢測方式有3個缺點：一是最大占空比限制問題；每次過流保護的動作都會引起COMP腳上的電壓上升，那么在實行OCP時就必須考慮誤差放大器有可能會飽和。二是電路從過流保護恢復到正常工作會受反饋電路的影響。三是這種過流保護準確度在輸出電壓已經很低時會變得更差。

圖2 電壓檢測方式的IU曲線

1.2 電流檢測

TPS54332是一款輸入電壓達28V，輸出電流達3.5A，內包上管的非同步buck變換器。圖3所示為TPS54332的應用電路圖。

圖3 TPS54332應用電路圖

TPS54332應用了電流控制模式，利用COMP腳電壓變化在每個開關周期上關斷上管。在每個開關周期里，TPS54332會把轉換為電壓值的開關電流信號和COMP腳上電壓信號作比較，當電感峰值電流信號超過了COMP腳的電壓信號，上管就會關斷。在過流保護期間，如果輸出電壓被拉低，那么誤差放大器相應地抬高COMP腳上的電壓使TPS54332輸出更大電流，這樣，同樣會出現ST1S10誤差放大器飽和的問題，但TPS54332在芯片內部COMP腳上加入了箝位器，這樣既解決了誤差放大器飽和問題，又限制了最大輸出電流。

TPS54332的過流保護方式則是利用檢測MOSFET電流信號，最終以打嗝來實現保護的一種模式。過流保護動作由電感峰值電流觸發如圖4和圖5。根據電流波形，可以得出輸出電流的公式：

圖4 電感電流波形

圖5 MOSFET電流波形

根據公式（2），電感紋波電流由電感值決定。假設輸出同樣的電流（IO），設置同樣的 OCP閾值（IP），那么電感量大的電路中，實際過流保護點會更接近期望值。也就是說，電感量越大，紋波電流越小，過流保護就越精確。當然這需要結合實際，根據PCB板空間和過流點范圍來選擇合適的電感。

對于多相控制芯片來說，電流檢測多以將電流信號和芯片存儲的電壓信號作比較來實現。ISL6308是一款內置MOSFET驅動器的三相PWM控制芯片。它利用Droop腳電壓與OCSET腳電壓作比較來檢測過流事件是否發生，如圖6所示。

圖6 ISL6308過流保護內部框圖

Droop電壓由外部電流檢測電路設定（參見下圖7），而且是一個與輸出總電流成比例的值（見公式3）。

從圖7可以看到，一個連續的100μA的電流流過ROCSET，由此在OCSET腳上產生了一個電壓，其值會存貯在控制器內部。因此公式（3）可以改寫為公式（4），并將Iout換成IMAX，即過流保護點電流。那么過流保護點電流就可以通過選擇合適的ROCSET來設定：

一旦輸出總電流超過了過流保護點，VDROOP就會超過存儲在控制器內的VOCSET，OC比較器（圖7）隨即觸發芯片啟動過流保護程式。過流保護時，芯片同時關掉上下管。

圖7 ISL6308電流檢測電路

很明顯，這也是一種電流檢測的方式。將外部大電流信號轉換為芯片內部電壓信號，并且以這個電壓信號作為PWM控制芯片內部參考信號。但是這種方式比前面峰值電流檢測方式更精確，因為紋波電流并沒有引入。

ST的L6740L是一款外置MOSFET驅動器的4＋1相PWM控制芯片，它是專為AMD CPU供電的芯片。在CORE部分，L6740L的OCP更具靈活性，芯片利用同一個電流采樣信號來實現兩種過流保護；一種是針對總輸出電流的過流保護（見下圖8和9），另一種是針對每相輸出電流的過流保護。

圖8 L6740L每相電流監測電路

圖9 L6740L OC＿AVG／LI腳內部框圖

L6740L通過檢測每相CSx＋／CSx－腳上的輸出電流，并將這個電流轉換為小電流IINFOx，芯片內部反映總輸出電流的小電流信號就是每相IINFO＿X電流的總和，即IDROOP，它從FB腳流出，可以用來調解Load line。并且芯片內部用以實現均流的平均電流信號是ΣIINFOx／N（N 為總的工作相數）。IINFOx和IDROOP分別可以用公式（5）和公式（6）來計算：

從式（5）來看，IINFOx是一個與每相輸出電流成比例的小電流信號。過流保護觸發點的設置則可以簡單地連接一個ROC＿AVG電阻在OC＿AVG／LI腳和SGND之間。圖10中，從OC＿AVG／LI腳流出的是一個復制FB腳DROOP電流一樣的電流，當這個腳上由DROOP電流產生的電壓超過了OC＿AVG閥值（UOC＿AVGTH＝2.5VTyp），芯片會將所有 MOSFET都關掉并且鎖住（如要恢復工作，須重置VCC或者EN腳）。這樣就實現了總輸出電流的過電流保護；ROC＿AVG可以由公式（7）來確定：

式中，UOC＿AVGTH＝2.5V；IOC＿AVGMAX平 均 最 大 輸 出 電流，即所期望的過流保護點。圖10為L6740L總輸出電流的過流保護波形。

圖10 L6740L總輸出電流過流保護波形圖

由于總輸出電流的過流保護無法識別非均流時的過流情況，因此，L6740L還同時兼顧了每相的過流保護，其過流保護觸發點的設置是通過在OC＿PHASE腳和SGND之間連接一個電阻（ROC＿TH）來實現，由于OC＿PHASE腳固定在1.24V，那么IOC＿TH的大小就由ROC＿TH決定，并且當IINFOX＞IOC＿TH時，該相的過流保護被觸發，控制器馬上常開該相下管直到IINFOX＜IOC＿TH。

可以看出，L6740L利用IINFO＿X不但實現了兩種過流保護，還實現了調解Load line和均流的目的。這樣的電流檢測方式在ST其他多相PWM控制器上也得到了廣泛的應用。

2 打嗝模式、恒流模式和關機模式

上文詳細介紹了過流保護的檢測方法，下面簡單介紹一下過流保護的措施，在多數buck控制器過流保護措施中，打嗝模式、恒流模式和關機模式是最常見的。L5985是ST的一款內置MOSFET的直流降壓式變換器，其輸出電流限制為2.5A。圖11所示為L5985典型應用電路圖。

L5985通過檢測內置MOSFET的電流來實現過流點檢測。L5985的過流保護措施在不同工作階段有兩種模式；當輸出電壓仍可控時，一旦過流保護發生，內置MOSFET關掉，并且使誤差放大器的內部參考電壓為零，并且在持續一個軟啟動的時間（2 048個時鐘周期），然后，開始新的軟啟動并且內部參考電壓開始爬升；也就是說，L5985會工作一段時間然后停止工作一段時間，重復這樣的工作周期直到電路退出過流保護狀態。這種打嗝過流保護動作如圖12所示。

圖11 L5985典型應用電路圖

圖12 L5985過流保護波形圖（當輸出電壓可控）

當電路在軟啟動期間一旦發生過流保護，L5985將在保持輸出電流恒定（最大）的情況下跳過幾個開關周期。跳過的周期會隨著過流時間的延長而增加。波形圖如圖13所示。

因此，L5985的過流保護可以分兩種情況，即在輸出電壓可控時為打嗝模式，在軟啟動期間為恒流模式。除了這兩種模式外，關機模式也是一種常用過流保護模式，即一旦過流保護點觸發時，PWM控制器立即關掉上下兩管，直到Enable或Vcc重置。

對于最常用的打嗝過流保護模式，可以得出以下結論：當電流檢測電路檢測到過流事件時，控制芯片會停止工作，過一段時間后再重新工作。如果這時候過流情況不再復現，那么電路就會工作在正常狀態下，否則，控制芯片將視為另一個過流事件正在發生，并會再次停止工作，重復前面所述的工作周期。在內部電路中，打嗝模式其實只需要一個計時電路，而且可以以多種方式來實現；例如：一種方式是一旦過流事件檢測到，電路立即啟動打嗝保護模式，另一種是在設定的一段時間內（通常是幾個毫秒）禁止電路啟動打嗝模式。顯然后者要比前者更優，原因就在于在啟動過程中，電路對輸出電容的瞬間充電需要額外的電流，這樣會造成啟動瞬間的電流通常要比正常工作時的電流大，那么啟動瞬間的電流就更容易觸發過流點。如果在第一種情況中每次電路開啟瞬間都會觸發過流保護，那么這個電路就永遠不能成功啟動。然而，對于恒流模式在過流保護時電感電流保持恒定，在啟動瞬間就不會出現第二種打嗝模式中出現的情況。L5985就是利用打嗝模式和恒流模式可以在時間上的互補應用，而形成的一種新的過流保護模式組合。

圖13 L5985過流保護波形（軟啟動期間）

3 總 結

過流保護的實現離不開檢測電路和保護機制的互相配合。在過流保護電路中，檢測電路顯得尤為重要，可以看出，采樣電流的檢測方式比采樣電壓的檢測方式更可靠，尤其是輸出為低電壓大電流的應用，幾乎都是采用電流檢測方式；而電壓檢測方式則可以用在過流保護要求不高的場合或者成本較低時應用。無論是電流檢測還是電壓檢測，最后都要實施保護動作；在直流buck電路中，根據不同的應用特征，可以隨意選擇打嗝模式、恒流模式或者關機模式。通常，在電腦主板中，采用恒流或者關機模式。

［1］ST1S10Datasheet［Z］.意法半導體，2007，3－16.

［2］L5985Datasheet［Z］.意法半導體，2007，1－13.

［3］TPS54332Datasheet［Z］.德州儀器，2009，1－5.

［4］ISL6308Datasheet［Z］.英特矽爾，2005，13－16.

［5］Hiccup mode current limiting［Z］.LINFINITY，1998，2.

［6］趙修科，計算有效值電流，開關電源中的磁性元器件［Z］.http：／／www.21dianyuan.com.2004.