捷聯慣導高精度加速度計信號采集單元的設計與實現*

鮑海閣,趙 濤,王國臣

1.海軍駐長春航空軍事代表室,長春 130051;2.海軍駐錦州地區軍代表室,遼寧 錦州 121000;3.哈爾濱工程大學自動化學院,哈爾濱 150001

在捷聯慣性導航系統中,加速度計及加速度計采集單元的性能對慣導系統的精度影響很大,一個高精度的慣導系統不僅要求加速度計有良好的性能,還要求加速度計采集電路的高精度和高穩定性。目前,石英撓性加速度計制造技術已十分成熟,具有精度和靈敏度高、功耗小、熱穩定性好等特點。而國內的加速度計采集電路多采用 I/F轉換電路、或者16位 A/D轉換器及 I/F+A/D的方法。I/F轉換電路往往用分立器件搭建,體積和功耗較大,其轉換速率慢、分辨率低。16位 A/D轉換器的理論精度都不能超過 15×10-6,對于 I/F+A/D的方法,電路復雜、不適合多通道,要保證 I/F的測量精度,需加溫控電路,整個電路板體積大,不適合捷聯導航體積小的發展方向,不能滿足慣性導航系統的要求[1-2]。針對這種現狀,本文提出一種高精度的加速度計采集單元設計。

1 總體設計及分析

1.1 采集單元基本原理

石英撓性加速度計采集單元的基本原理是將石英撓性加速度計其與外部加速度成正比的輸出電流信號經采樣電阻轉換為電壓信號,經模擬濾波后,送入 A/D轉換器,從而轉換成可用的數字信號[3]。原理圖如圖 1所示。

圖1 加速度計信號采集電路原理圖

由圖 1可知,加速度的值為

其中：a—加速度值;K—加速度計標度因數;Iin—加速度計的輸出電流;V—A/D轉換器的輸入電壓;Rf—采樣電阻的電阻值。

1.2 性能指標分解

慣性導航系統對加速計的性能要求是綜合了加速度計本身以及加速計采集電路的性能后的總體指標。以加速計的零偏為例,若加速計本身的零偏穩定性為 aμgn,采集電路的零偏穩定性為 bμgn,則最后總的零偏穩定性為：

c的值不應超過慣性導航系統對加速計零偏性能指標的要求。

在精度要求較高的場合,加速度計的價格一般比采集電路的價格要高出許多,一般在一個量級以上。因此,設計中采集電路的性能與加速計本身的性能相比,應盡可能地好,以便充分發揮加速計的性能[3]。

本設計采用 JN-06G-03石英加速度計,其精度很高,而且有較強的抗干擾能力,能感受的最小加速度為 10-5gn,線性度在 0.01%。具體性能指標如下[4]。

輸入量程：±25 gn;偏值：＜2mgn;標度因數：1.4～1.6mA/gn;偏值月綜合誤差：＜10μgn;偏值溫度系數：＜10μgn/℃。

從而給出加速度計采集電路的設計性能：

量程：±10mA;零偏溫度系數：1μV/℃;零偏24 h穩定性 ：2 μV;噪聲：1 μVrms@100 Hz/s;數據輸出速率：100Hz/s。

1.3 采集電路的性能分析

1.3.1 零偏穩定性

在慣性導航系統中,零偏穩定性是陀螺和加速度計最重要的性能指標。有源器件都會影響系統零偏穩定性,通過觀察原理圖可以看出,采集單元中的有源器件運算放大器和 A/D轉換器,它們的零偏穩定性都將直接影響采集單元的零偏穩定性[5]。

運算放大器的零偏由輸入零偏電壓和輸入失調電流 Ios引起的零偏電壓的合成,符號分別為 Vos和V′os。 Vos含義是輸入為零時,正輸入端相對于負輸入端的電壓值。Ios表示輸入為零時,正輸入端和負輸入端的電流值的差。那么由Ios引起的零偏V′os為：

其中 RP表示運算放大器正輸入端的補償電阻。

溫度和時間的變化會使運算放大器的 Vos發生變化,分別稱之為溫度系數和時間穩定性。決定A/D零偏穩定性主要是它的溫度系數,一般的 A/D轉換器很少有零偏時間穩定性的性能指標,這是因為高精度的 A/D轉換器內部帶自動標定功能,所以零偏的時間穩定性較高,基本可以忽略不計。1μV/℃的輸入零偏電壓溫度系數和 0.1 nA/℃的輸入失調電流溫度系數對于運算放大器是一個可以接受的性能指標。

1.3.2 噪聲和動態響應

除了零偏穩定性外,噪聲和動態響應也會影響采集單元的性能。系統運行時,導航算法需要的是加速度計信號的積分值。因此采集單元對加速計信號噪聲的要求并不苛刻,但是過大的噪聲也會湮沒真實值。噪聲的大小與系統帶寬均方根成正比,也與選取的元器件密切相關。過窄的動態響應使高頻的加速度信號被濾除,對系統性能會產生不利影響;而過寬的動態響應帶寬會增加系統噪聲,需要對兩者做一個折衷。船用的慣性導航系統帶寬不用太大,10 Hz左右即可。但是通帶的響應的一致性要好,因此濾波器選用最大平坦濾波器。不過即使最大平坦濾波器的通帶響應也是隨頻率衰減的,為了避免通帶內衰減過大并考慮濾波延時及帶寬對精度的影響,濾波器帶寬設為 100 Hz。這樣在 10 Hz內對系統性能生產的不利影響基本可以忽略,而且噪聲也不會太大[6]。高階的無源濾波器比較復雜,成本較高,而有源濾波器又噪聲過大,所以選取二階無源濾波器。船用的設備雖然對功耗沒有很大限制,但是較大的功耗導致較大的溫升,影響精度,所以選擇功耗盡可能小的元器件對系統精度是有好處的。

2 電路設計及仿真

2.1 關鍵器件選擇

2.1.1 運算放大器

根據系統指標要求,運算放大器采用模擬器件公司的 AD708。AD708是高精度,雙運放裝的運算放大器,每個運放都能提供非常出眾的直流性能,兩個運放之間的匹配是現有的運放中最好的。它可以達到的開環增益至少為 5 V/μV,0.1Hz到 10 Hz的最大輸入等效噪聲為 0.35μVp-p。所有的直流特性都具有非常高的溫度穩定性：零偏電壓溫漂 0.1μV/℃;輸入偏值電流的溫漂為 25 pA/℃。AD708典型的開環增益為 10 V/μV,共模抑制比(CMRR)140 dB使得它非常適合于精密的應用場合。

2.1.2 采樣電阻

由標定因素穩定性可知,采樣電阻的精度直接影響采樣電路的精度,要取得高精度的電路性能,就要選取高精密度的采樣電阻。高精密電阻最重要的指標是穩定度,其次是溫度系數等其它指標。以前常說的“誤差”已經被不確定度、允差替代了。電路設計時,選用的電阻是 VHP101,因為購買很不方便,本設計在實驗時,采用了相對容易的購買的替換型號 VSNP0805。它的溫度系數為 0.6×10-6/℃,2000 h穩定性為 50×10-6。

2.1.3 A/D轉換器

選擇了凌力爾特(Linear Technology)公司的LTC2445,這是一個 8 kHz、8通道的 24位 Δ-∑模數轉換器。該轉換器可連續地測量并自動消除外部放大器、濾波器和其它用于傳感器輸出的信號調整電路的所有偏移和漂移誤差。LTC2445的可編程濾波器允許設計者對個別通道定制 20個不同的速度/分辨率組合,最好可提供 200 nV噪聲,并同時提供50 Hz和 60 Hz線頻噪聲抑制。高速采樣方面,在輸出速率為 8 kHz時,ADC支持超過 17個有效位。LTC2445在全溫度范圍內(-40℃到 +85℃)DNL小于 1 LSB,失調誤差為 0.5 mV,失調誤差溫漂0.02μV/℃,正負滿量程誤差為 VREF的 2.5×10-6,溫漂 0.3×10-6/℃。電源電壓 VCC在 5 V和 5.5 V之間,VREF為 5 V時,INL的值為 VREF的 2×10-6[7]。

2.1.4 參考電壓

參考電壓主要的器件選用凌力爾特公司的LTZ1000,在使用時,可以根據公司提供的參考設計設計具體的電路。圖 2就是凌力爾特公司提供的應用參考電路圖。

圖2 LTZ1000電壓參考電路原理圖

電路并不太復雜,很多元件都是LTZ1000內部的,關鍵元件為 R1到 R5,其中 R1和 R4/R5最關鍵,每 100×10-6的變化會導致輸出 1×10-6的變化,R2每 100×10-6的變化會導致輸出 0.3×10-6的變化,R4每 100×10-6的變化會導致輸出 0.2×10-6的變化。實際上,通過測試,R1變化對系統影響不大,R3的變化也非常小,但R2的變化影響就超出原來的說明。在實際設計中,關鍵元件R1,R2,R4,R5選用濟寧正和公司的RJ711,較關鍵的 R3選用濟寧正和的 RX70。

LTZ1000輸出的參考電壓在 6.9 V到 7.2 V左右,而 A/D轉換器需要的是 5 V的參考電壓。因此需要對 LTZ1000輸出的電壓進行分壓,才能得到所需的 5 V電壓。加速度計輸出電流,經采用電阻采樣后成為單端的模擬電壓。而對于 A/D轉換器來說,差分輸入比單端輸入有諸多好處。需要把單端模擬電壓轉換為差分形式,這又需要一個 1/2VREF,即 2.5 V的參考電壓。采用三個阻值相同的電阻,對 LTZ1000輸出的 7伏左右的參考電壓進行分壓,得到一個 2.3 V左右和 4.6 V左右的電壓,可以滿足 A/D轉換器和單端轉差分電壓的需要。

2.2 采集電路設計及仿真

采集電路的作用是將加速度計輸出的電流信號轉換為電壓信號,經濾波后送入 A/D轉換器,并將轉換結果通過光電耦合器傳給處理加速度計信號的電路。

用電阻對電流進行采樣轉換成電壓,一般有兩種方式：分流式和反饋式,他們的原理分別如圖 3和圖 4所示。

圖3 分流式電流采樣原理圖

圖4 反饋式電流采集原理圖

本設計中,采用反饋式檢測方法。采用這個檢測方式,可使加速度計的輸出端電壓為零(或一個固定的值),減小輸出電壓對電流的影響,提高檢測精度。

采樣電路的電路圖如圖 5所示,運放正輸入端的 2.5 V參考電壓改變采樣后采樣電壓的直流電平。2000 pF的電容與采樣電阻組成低通濾波器,可以濾除一些高頻噪聲。

圖5 采樣電路電路圖

采樣電壓是單端形式的,而 A/D轉換器的輸入是差分形式的,需要把采樣電壓轉換為差分形式。電路如圖 6所示。

圖6 單端轉差分電路

電壓轉換成差分形式后,對其進行濾波,圖7[11]是用 OrCAD畫的濾波器的電路原理圖,運放AD708采用 Analog Devices公司官方的 AD708的spice模型。

圖7 濾波器仿真原理圖

圖7是濾波器的仿真結果。橫軸是信號的頻率,縱軸是輸出電壓,其中輸入電壓為 1 V。慣導系統感興趣的加速度頻段一般不超過 100 Hz,因此,在 500 kHz上的超調并不會對系統性能產生不利影響。

圖8是仿真結果的局部曲線,圖給出的是在100 Hz是的放大圖,從圖中可以看出：在 100Hz時,濾波器的誤差很小,小于 0.1×10-6,不會對信號精度造成損傷。

圖8 濾波器仿真結果

圖9 仿真結果局部曲線

3 性能測試

3.1 噪聲

測試噪聲時,采集單元電路輸入端接地,連續采集 1 min,采集的結果送入電腦,用 Matlab進行分析,可得到電路總的噪聲。為了避免溫度等其它因素對電路的干擾,應將電路板放在溫度比較恒定,電磁干擾小的環境中。本文測試時,直接將電路放在溫箱內,溫度波動小于 0.1℃,基本可忽略溫度對電路的影響。下圖是數據輸出速率在 880Hz/s時,采集 1 min后,數據的直方圖。圖 10的橫軸是消除零偏后的數據,單位是 μV,縱軸是數據的個數。整組數據的標準差為 δ=2.4μV,也就是說噪聲值可以近似認為 2.4μVrms。從圖中可以看出,采集得的數據所做的直方圖,形狀較好,在 3δ內沒有數值點的缺漏。

圖10 880Hz/s時數據直方圖

由于導航系統實際需要的加速度計信號是 100 Hz/s左右的,為了進一步提高性能,對于輸出 880 Hz/s的數據,可以采用 8個數一組,取平均數的方法來降低信號的噪聲。采用上述同組數據,并對相鄰的每 8個數求一個平均數,可以得到一組新的數據。這組新數據的速率是 110 Hz/s,基本接近導航系統 100 Hz/s的要求。這組數據的標準差是 0.99 μV,雖然這組數據的形狀沒有元數據好,但是也基本可認為是正態分布的,因此這組新數據的噪聲為0.99μVrms。這組數據的直方圖如圖 11所示。

圖11 110Hz/s時數據直方圖

3.2 溫度穩定性

測試溫度零偏穩定性時,同樣采集單元輸入接地,上電兩個小時后開始測試。系統的工作點設在25℃,因此測試溫度在 20℃到 30℃之間變化。將系統放在溫控箱中,逐漸將溫控箱溫度從 20℃上到30℃,測試所得曲線圖 12所示。圖中橫軸是測試的溫箱溫度變化,縱軸是輸出的零偏值的變化。該圖中零偏值沒有進行處理,直接采用采集所得的原始數據。由圖可知,零偏從 6μV左右變化到 16μV左右,變化了 10μV,平均大約是 1μV/℃,符合設計的指標。

圖12 零偏的溫度效應

3.3 時間穩定性

將測試電路置于溫控箱內,設置溫箱溫度為25℃,變化不超過 ±0.1℃。上電后,連續運行24 h,測試曲線如圖 13所示。圖的橫軸是系統運行的時間,單位為 h;縱軸是去除零偏值后,零偏的變化值,單位為微伏。需要說明的是,這并非是采集的原始數據,而是用 Matlab對原始數據做九次多項式擬合后的曲線。原始的數據中包含噪聲的成分,噪聲的大小甚至略大于零偏值的變化。因此,包含噪聲的數據圖中,肉眼無法看出零偏漂移的趨勢。用 Matlab做九次多項式擬合,基本消除了噪聲了影響,可以更明顯的看出系統隨時間的漂移的變化[16],24 h內零偏在 0μV到 2μV內變化,符合設計的指標。

圖13 零偏隨時間的變化

4 結束語

加速度計是慣性導航系統的重要器件。對于高精度石英撓性加速度計來說,加速度計和加速度計采集電路的綜合性能才是慣導系統中有效的性能,兩者缺一不可。本加速度計采集電路設計中,元器件的性能仍然是限制電路性能提高的主要因素,為了使電路達到微伏級的精度,采樣電阻、參考電壓、運算放大器和 A/D轉換器的都需要精心選擇。每個元器件需要的性能都是在計算采集電路指標后得出的,不能隨意更換。

高精度模擬電路容易受到各種干擾,本文對實際的采集電路進行了大量、嚴謹的測試,測試過程中充分考慮了溫度、時間等因素的影響。分析測試數據后,發現對采集電路在相隔長時間(幾個月)、多次測量(幾十次)的情況下,得到的性能結果有很好的一致性,這些性能達到了設計時的指標。這說明,測試的結果是可以信賴的,設計所得的采集電路性能是符合預期指標的。

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