一種三電平NPC逆變器相鄰載波重疊量的選擇方法

邱世廣 許春雨

（太原理工大學電氣與動力工程學院，太原 030024）

1 引言

日本學者 A.Nabae于 1980年提出了中點箝位（Neutral Point Clamped，簡稱 NPC）式三電平結構，由于其在高壓電機控制、諧波抑制、UPS電源等應用中具有很大的優勢，三電平逆變器很快得到了廣泛應用。三電平載波PWM具有易于實現實時控制、在大范圍的調制比內有很好的性能等優點，在正弦調制波中增加直流量或零序電壓后，其控制性能可與SVPWM相媲美，若將調制波經過適當的方法分解為兩個，即為雙調制波載波PWM方法，則能有效抑制三電平逆變器的中點電位低頻波動，因此三電平載波 PWM 必然會隨著控制理論的進步、功率開關器件技術的提高而不斷得到發展，具有很高的研究價值。

文獻[1]提出了多電平逆變器的三類載波交疊PWM(Carrier-Overlapping PWM，簡稱COPWM)調制方法COPWM-A、COPWM-B、COPWM-C，并對五電平逆變器進行了仿真和諧波分析，指出COPWM-A的諧波含量最低，具有明顯的優勢，COPWM-A調制方法即為載波同相層疊PWM方法。故本文采用載波同相層疊PWM方法對三電平逆變器的雙載波SPWM進行了仿真和諧波分析，并研究了死區時間對THD的影響，從而得到一種低THD的雙載波PWM的相鄰載波重疊量的選擇方法，該方法可應用于三電平UPS電源。具體方法為：每相采用一個正弦調制波和兩個頻率、幅值、相位相同的三角載波相比較，控制該相的四個功率開關，通過改變兩個載波在垂直方向的重疊量、調制波的調制度、死區時間這三個自由度進行仿真分析，研究其對電壓諧波總畸變率（THD）的影響。

2 三電平載波同相層疊SPWM的原理

2.1 三電平NPC逆變器的結構

圖1為三電平 NPC逆變器的電路結構，其中Sx1～Sx4（其中x=a，b，c）為相x的功率開關，VDx1、 VDx2為相x的箝位二極管，C1、C2為逆變器的母線均壓電容。0點為母線電壓的中點。

圖1 三電平NPC逆變器主電路拓撲

2.2 三電平逆變器雙載波SPWM的原理

圖2 三電平逆變器SPWM原理

圖2中，以逆變器的a相為例，ur為調制波，uc1為上載波，uc2為下載波。功率開關Sa1和Sa3、Sa2和Sa4的開關狀態是互補的。若ur＞uc1，則Sa1開通（Sa3關斷），反之Sa1關斷（Sa3開通）；若ur＞uc2，則Sa2開通（Sa4關斷），反之Sa2關斷（Sa4開通）。

當Sa1和Sa2同時開通時，輸出相電壓為Ud/2；當 Sa2和 Sa3同時開通時，輸出相電壓為 0；當 Sa3和 Sa4同時開通時，輸出相電壓為-Ud/2。可見，功率開關 Sa2、Sa3的開通時間大于功率開關 Sa1、Sa4的開通時間，三電平逆變器的散熱設計要重點考慮功率開關Sa2、Sa3。

2.3 載波同相層疊PWM的載波重疊量

雙載波同相層疊PWM的兩個載波在垂直方向上的重疊量見圖3。

圖3 相鄰載波重疊量

圖3中，設載波的波峰-波谷值為V，相鄰載波交疊部分占每個載波波峰-波谷值的比例為y，設m=1時的N電平逆變器調制波的波峰-波谷值為（N-1）Vs，則相鄰載波重疊量為V·y，那么

圖2是三電平逆變器雙載波SPWM的原理圖。

式中，m為調制度。

由（4）式知，載波的波峰-波谷值V改變，相當于y的值改變。此時上載波的峰值縱坐標固定為1，下載波的谷值縱坐標固定為-1，不受y值（或V值）的影響。

因0≤y＜1，故1≤V＜2。V=1時，y=0，相鄰載波不重疊，即為圖 2。若y改變，則各功率開關的開通時間改變，對應不同的PWM調制方法。本文仿真研究了當載波重疊量取不同值時的PWM調制方法對諧波的影響。

2.4 三電平NPC逆變器中點電壓波動

圖1中，對母線中點O點列KCL，得

由于C1=C2，故若io≡0，母線中點電壓就沒有波動。

式中，1表示x相負載接入O點；0表示x相負載不接入O點。

可見，只要任意一相的負載接入O點（即任意一相輸出0電平），則中點電流io≠0，母線中點電壓就會有波動。

3 載波同相層疊SPWM的諧波分析

3.1 三電平載波同相層疊SPWM的相輸出電壓

式（11）、（12）中載波比F=fc/fr。相電壓uAO中不含直流量，第一項是基波，第二項是載波諧波，第三項是載波邊頻帶諧波。可見，三電平載波同相層疊SPWM的諧波主要出現在載波頻率附近，提高載波頻率可以有效的減小低次諧波。本式是在不考慮三電平NPC逆變器母線電壓、母線中點電壓波動的條件下得到的，考慮電壓波動后，uAO中會含有直流量，而且諧波增大，本文研究過程中，母線電壓波動、母線中點電壓波動不超過母線電壓的1%，因此母線電壓波動對諧波的影響可以忽略。

3.2 死區對SPWM諧波的影響

電壓諧波總畸變率THD的定義為

式中，Un為第n次諧波電壓有效值；U1為基波電壓有效值。

在兩電平逆變器中，由于功率開關的關斷需要一段時間，故為防止母線短路，開關狀態互補的功率開關切換時要有死區時間，即要有一段時間兩管同時關斷；三電平逆變器廣泛應用于高壓功率變換器，在控制時必須保證每相的四個功率開關中至少兩個是關斷的，以分擔母線電壓，所以三電平逆變器的功率開關在切換時也需要死區時間。

理想的SPWM波形除含有載波頻率及其邊頻帶中的高次諧波外，低次諧波幾乎不存在。然而死區的引入使得低次諧波不能完全被消除，故死區時間會對系統的THD產生較大的影響。本文研究了在不同載波重疊量時，死區時間THD隨Td變化的規律。

4 三電平逆變器載波同相層疊SPWM仿真

4.1 逆變器的仿真

本文仿真研究了當載波的波峰-波谷值V、調制度m、死區時間Td這三個自由度變化時，對三電平同相層疊雙載波SPWM電壓諧波總畸變率THD的影響。載波頻率fc為3150Hz，調制波頻率fr為50Hz，對仿真結果進行諧波分析，計算 50次以內諧波的THD。其中V在1～2間取了26組值，m在0～1間取了10組值，Td取了4μs、6μs、9μs共3組值。圖4是V=1，m=0.8時逆變器的輸出線電壓波形。

圖4 三電平NPC逆變器的線電壓輸出波形

4.2 仿真結果分析

（1）調制度m取不同值時的V-THD曲線分析

圖5 m取不同值時的V-THD曲線

由上面的曲線可知：

1）V相同時，調制度m越大，THD越小。因為，當m值增大時，輸出電壓的基波幅值相應增大，而諧波幅值變化不大，故THD變小。

2）當m≤0.5時，THD最低點從V=1.1左右逐漸增大到1.4左右，當m＞0.5后，THD最低點出現在V=1左右。據此可以得到一種選擇V值的方法（即為選擇載波重疊量的方法）：綜合考慮m取不同值時的V-THD曲線，若三電平NPC逆變器經常運行在某個調制度范圍內，那么可以選用在該調制度范圍內使THD最小的V值，整個過程中V≤1.4；若三電平逆變器在所有的調制度范圍內運行時間比較平均，則可以根據調制度選用使THD最小的V值，也可以選用折中的方法，如取V=1。

（2）死區時間Td取不同值時的m-THD曲線分析

圖6 V取不同值時的m-THD曲線

由上面的曲線可知：

1）V不變的情況下，調制度m越低，死區時間對THD的影響越大；

2）對比V在 10個不同取值情況下的m-THD曲線，每條曲線都有一個臨界m點mmin，當m≤mmin時，THD受死區時間Td的影響較大，V越大，mmin越大，且當m≤mmin時THD隨死區時間Td的增大而增大。也就是說V越大，即相鄰載波的重疊量越大，THD受死區時間Td的影響越大，這也說明前文得到的使V≤1.4的V值選擇方法產生的THD受死區時間Td的影響較小。

綜上，前文得到的相鄰載波重疊量的選擇方法，不但THD低，而且THD受死區時間的影響也小，具有較高的實用價值，可應用于三電平UPS電源。

5 結論

本文對三電平同相層疊SPWM在不同的V值、不同的調制度m下的總諧波畸變率THD進行了仿真，從而得到了一種低THD的載波V值的選擇方法（即相鄰載波重疊量的選擇方法），并對死區時間Td對THD的影響進行了仿真，說明這種相鄰載波重疊量的選擇方法受死區時間Td的影響較小，效果較好。

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