一種雙管正激變換器的環流分析及其抑制

沈國良，毛賽君

SHEN Guo-liang1,MAO Sai-jun2

（1. 南京化工職業技術學院， 南京 210048；2. 通用電氣（中國）研究開發中心有限公司，上海 201203）

0 引言

雙管正激變換器具有開關電壓應力低、無橋臂直通、可靠性高等優點，廣泛應用在高壓輸入中小功率場合。但是雙管正激變換器的高頻變壓器鐵芯單向磁化，利用率低；為了保證變壓器可靠磁復位，工作占空比必須小于0.5；此外，輸出電壓和電流脈動變化幅值大，脈動頻率低，增大了輸出濾波器的體積和重量。為了克服雙管正激變換器的上述缺點，同時保留其可靠性高的優點，通常將雙路雙管正激變換器進行組合。為了減小變壓器體積，可以采用磁集成技術，兩路雙管正激變換器共用一個變壓器，提高了磁芯利用率和有效導通占空比，大大減小了輸出濾波器的體積和重量[1～6]。也可通過增加有源或無源輔助電路以實現開關管的軟開關[7,8]，進一步降低變換器損耗。

本文研究了一種交錯并聯雙管正激磁集成變換器，該變換器由兩路雙管正激變換器交錯并聯構成，共用一個高頻變壓器，提高了變壓器磁芯利用率。但這種變換器工作時會在原邊繞組中會產生環流，增加了變換器的損耗。參考文獻[4]中分析了一種交錯并聯雙管正激磁集成變換器參數不一致時，變壓器磁芯的偏磁問題，同時，針對變換器的環流問題，提出了一種減小環流的方法，使環流減小一半，但是沒有正確解釋環流產生的機理。本文深入分析了交錯并聯雙管正激磁集成變換器環流產生的機理，研究了一種基于抽頭濾波電感的環流抑制方法，有效的抑制了變換器的環流和副邊整流二極管的反向恢復，提高了變換器的變換效率。

1 變換器環流產生的機理

交錯并聯雙管正激磁集成變換器電路拓撲如圖1所示。開關管S1、S2，二極管D1、D2，變壓器原邊繞組Np1構成一路雙管正激變換器；開關管S3、S4，二極管D3、D4，變壓器原邊繞組Np2構成另外一路雙管正激變換器。

圖1 交錯并聯雙管正激磁集成變換器

在分析之前，作如下假設：1）所有開關管、二極管、變壓器和電容均為理想器件，CS1=CS2=CS3=CS4；2）輸出電感Lf足夠大；3）變壓器原副邊變比為K為1，漏感Llk1=Llk2=Llk3=Llk4，變換器主要工作波形如圖2所示。

圖2 變換器的主要工作波形

為分析變換器的環流產生機理，利用開關模態對變換器進行分析。穩態時，該變換器一個開關周期有6個開關模態，其等效模態圖如圖3所示。

圖3 各開關模態等效電路

1）開關模態1[t0-t1] ，如圖3(a)所示

t0之前，S1-S4均關斷，變換器原邊沒有電流通過，變換器副邊通過D5、D8續流，變壓器副邊電壓被箝位在零。t0時刻，S1、S2導通，輸入電壓Vin加在漏感Llk1上，原邊電流iNp1以Vin/Llk的斜率線性上升。此時，副邊整流二極管開始換流， D5、D8電流線性增大， D6、D7電流線性減小。

在t1時刻，D5、D8的電流等于I0，D6、D7的電流等于零，換流結束。本階段持續時間：

2）開關模態2[t1-t2]，如圖3(b)所示

在t1時刻， D6、D7開始反向恢復過程，其電流開始以Vin/2Llk的斜率反向線性增大。t2時刻之前，D6、D7還沒有恢復阻斷能力，變壓器各繞組相當于短路。

本階段持續時間T12是快恢復二極管反向恢復過程中，其反向電流達到峰值的時間，它與通過二極管的正向電流大小和正向電流的下降率有關。

3）開關模態3[t2-t3] ，如圖3(b)、3(c)所示

t2時刻，D6、D7恢復阻斷能力，出現反向電壓尖峰。由于快恢復二極管反向恢復產生的電壓尖峰值大于輸入電壓Vin，當該電壓尖峰作用于變壓器原邊繞組時，使得原邊電流iNp1減小。在原邊電流iNp2的作用下，CS3、CS4兩端電壓從Vin/2上升至Vin， D3、D4導通。t3時刻，二極管D6、D7反向恢復過程結束，iD6=iD7=0，iNp1達到最大值。

4）開關模態4[t3-t4]，如圖3(c)所示

t3時刻，原邊電流iNp2開始減小，開始環流階段。t4時刻iNp1=I0，iNp2=0，環流過程結束。

VDon是二極管D3、D4的導通壓降之和，VDoff是二極管D6、D7的反向恢復電壓。INp1是iNp1在t3時刻的電流值，Ron是開關管S1、S2的導通電阻之和。本階段持續的時間為：

5）開關模態5[t4-t5] ，如圖3(d)所示

t4時刻，變換器通過繞組Np1向負載傳遞能量。t5時刻，S1、S2關斷，D5、D8導通續流，變換器開始另一半周期工作，其工作情況類似于上述的半個周期。

通過分析可知，交錯并聯雙管正激磁集成變換器原邊環流的產生和副邊整流二極管的反向恢復有關。二極管反向恢復過程中，在t1-t2階段，二極管還沒有恢復阻斷能力，相當于短路，輸入電壓Vin作用在漏感上，原邊電流迅速上升；在t2-t3階段，二極管恢復阻斷能力，產生的反向恢復電壓大于輸入電壓Vin，作用在變壓器原邊繞組上，使得本應在該半個開關周期內不工作的原邊繞組產生了電流，形成環流。環流峰值的大小與漏感Llk有關，Llk越大，環流峰值越小，環流時間越長。

2 變換器環流的抑制

為了解決環流問題，必須抑制整流二極管的反向恢復，變壓器繞組上的電壓不超過輸入電壓時就不會產生環流狀態。采用抽頭濾波電感電路可以抑制整流二極管的反向恢復，消除環流。抽頭濾波電感電路如圖4所示，其等效電路如圖5所示，Lk為等效漏感，Lm為等效勵磁電感，變比為1/N。在S1、S2關斷，D5、D8導通續流期間，Lf1異名端為正，Lf2異名端也為正，因此D9導通，流過D9的電流線性增加，在Lf2的作用下，流過D5、D8的電流線性減小。在死區時間內，流過D5、D8的電流下降為零， D5、D8自然截止，不存在反向恢復。當 S1、S2開通后，通過 D5、D8的電流開始上升， Lf1、Lf2兩端電壓開始反向，流過D9的電流開始下降，在漏感Lk的作用下，D9的反向恢復過程被軟化。

圖4 抽頭濾波電感環流抑制電路

圖5 抽頭濾波電感環流抑制電路的等效電路

3 實驗結果

為了驗證交錯并聯雙管正激磁集成變換器環流產生的機理和抑制方法，在實驗室完成了一臺300W的原理樣機，實驗主要數據為：輸入直流電壓：Vin=270V；輸出直流電壓：V0=180V；變壓器原副邊變比：K=13：11；開關管（S1～S4）：IRFP460；原邊續流二極管（D1～D4）：DSEI60-06A；副邊整流二極管（D5～D9）：DSEI60-10A；抽頭濾波電感Lf1=270uH，Lf2=410uH；輸出濾波電容：Cf=470uF；開關頻率：fs=100kHz。

圖6 實驗波形

圖6(a)給出了開關管S1、S2的驅動電壓波形，副邊繞組Ns的電壓波形和原邊繞組Np1的電流波形。從圖6(a)可以看出，副邊整流二極管反向恢復產生的電壓尖峰加在變壓器繞組上，在變換器原邊引起環流。圖6(b)是采用抽頭濾波電感電路的原邊繞組Np1、Np2的電流波形，抽頭濾波電感電路有效地消除了整流管反向恢復引起的原邊環流，減小了變換器的通態損耗。

4 結論

本文利用變換器一個開關周期的6個開關模態詳細分析了交錯并聯雙管正激磁集成變換器環流產生的機理，變換器副邊整流二極管反向恢復引起電壓尖峰，加在變壓器繞組上，在變換器原邊形成了環流電流。據此研究了一種基于抽頭濾波電感的環流抑制方法，實現了副邊整流管的自然關斷，消除了變換器的環流和副邊整流管的反向恢復，減小了變換器的通態損耗，提高了變換效率。

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