單周期、單極性控制方法在光伏并網逆變器中的應用

2011-02-27 13:30:00曾奕彰蔡逢煌

電源學報 2011年3期

曾奕彰，蔡逢煌

(1.廈門科華恒盛股份有限公司，福建漳州 363000；2.福州大學，福州 350002)

引言

太陽能分布廣泛、安全、不污染環境，是國際公認的理想可再生能源[6]。而光伏發電是當前利用太陽能的主要方式之一。光伏并網逆變器有多種拓撲結構，在此討論單級式光伏并網發電系統，其最大優點就是效率高，只有一個能量變換環節，拓撲結構簡單，無需儲能環節。另外，單極性逆變拓撲結構可以有效地防止電網電壓反灌，在太陽能并網發電中優勢比較明顯。

并網逆變器的控制目標是：通過數字控制技術在并網逆變器交流側實現最大功率跟蹤功能和單位功率因數并網運行，同時利用波形控制技術實現高質量的電流波形質量，減少諧波對電網的污染，實現安全發電[4]。

單周控制理論(0ne—CycleContro1)是由美國加州理工學院的K.M.Smedley博士于上世紀90年代初提出的一種大信號非線性控制理論方法，它是在開關放大器PWM控制的基礎上發展起來的[5]。其突出優點是無論穩態還是暫態，都能保持受控量的平均值恰好等于或正比于控制參考信號，即能在一個周期內有效地抵制電源側的擾動，既沒有靜態誤差也沒有動態誤差，動態響應快速，對輸入擾動抑制能力強[1-3]。

1 光伏并網逆變器的拓撲結構和控制算法數學模型

圖1 太陽能并網逆變器主拓補圖

圖1 給出單相單級性光伏并網系統的拓撲結構圖。由前級的PV單元、中間的逆變單元、后級的電網單元組成，其中逆變單元是一個全橋電路，由主控制芯片TMS320F2812提供四路驅動，即Q2,Q4為50 Hz的方波，Q1,Q3為16 kHz的高頻調制波，這樣可以有效地避免電網的電流反灌和提高效率。Q1和Q4導通時，輸出為正半波，Q2,Q3導通時輸出為負半波。逆變單元的輸出采用LC濾波電路以濾除高頻成分。

由圖1我們可以列出單相單級式光伏并網系統的單周期控制數學模型。下面分析輸出正半波電流時的數學模型，負半波時推理方面一樣。式中：L為逆變輸出濾波電感，uˉd（k），uˉgrid（k），i（k）分別為 k時刻逆變器的直流母線電壓、電網電壓和輸出并網電流，Ts為PWM控制周期，在鎖相模塊中進行控制。D為占空比。

在一個開關周期內，當VT3和VT2導通期間，電感電流增量方程為：

即

在VT3關斷期間，電感電流通過VT4的反向二級管續流，增量方程為：

即

所以在一個開關周期內，并網電流增量為：

由式(3)可得第k點PWM控制周期的占空比公式為：

式中：Δi（k）為下一周期的電流給定值與當前周期電流平均值之差。從式（4）求得k時刻占空比，將其作用于逆變器開關器件，即可讓k+1時刻并網電流跟蹤上參考電流。

因為電感中的電流為折線。通過數學分析可知，周期的平均值等于折線中點處的瞬時值。通過使用高性能的DSP芯片，完全可以用軟件實時測量開關周期內電流的平均值。

2 硬件和控制算法實現

2.1 硬件實現

主控芯片采用功能比較全面的TMS320F2812，主要完成對各采樣量的數字運算和最終4路PWM驅動方形的輸出；通過霍爾傳感器實現輸出逆變電流的瞬時值If（K）采樣；通過變壓器TV302實現電網電壓瞬時值Un（k）的采樣；功率回路器件選擇：IGBT采用H橋的80 A/600 V結構比較緊湊，抗干擾性好，隔離驅動電路采用光耦HCPL-316J帶有C級保護及復位功能；主變壓器考慮太陽能電壓情況選擇變比220/185 V可以滿足能量變換要求及提高轉換效率；考慮電流型輸出模式，因此該變壓器中加入漏感，等效輸出電感量為6 mH，輸出電容根據截止頻率計算值2 μF就行了，考慮波形修正度，選擇 6 μF。

2.2 控制方法實現

并網逆變器通常采用電流跟蹤控制，電流給定為正弦波電流，頻率等同電網周期。以固定頻率PWM控制逆變器輸出時，就是控制每個PWM周期的占空比，從而使每個PWM周期內的輸出電流跟隨給定。電流給定為正弦波，以PWM周期為一個單位，將一個周期內的指令電流離散成許多點，形成一個指令電流正弦表。電流跟蹤控制的目的就是通過控制PWM來控制輸出電流，使輸出電流跟隨指令電流正弦表中相應的數值。PWM頻率越高，控制效果越好，但是對控制芯片處理速度的要求也越高。本設計中將電網一個周波分解為320個點，單周期時間為62.5 μs。在中斷程序中，需要利用單周期控制算法計算下一個開關周期的占空比，并且在PWM加載點之前寫入PWM加載寄存器。在A/D轉換完成中斷程序中，已經得到了電流平均值、電網電壓和母線電壓，通過電流指令的索引值可以得到下一個周期的電流指令值，與當前電流平均值比較，可得到電流變化量△I，然后通過公式（4）算出下個開關周期占空比。在A/D轉換完成中斷程序中，需要將電流索引變量加1。

由于輸出直接和市電并聯，因此需要和市電即時同步，因此在DSP程序中采用中斷，和含有硬件構成的同步信號獲取上升沿電路配合，在處理同步信號程序中，實現初始化電流正弦表的索引變量。

3 樣機實驗

實驗采用TI公司的TMS320F2812 DSP為控制芯片，試制了6 kW的單相單級性并網型光伏逆變系統，實際樣機的并網測試實驗結果如圖2至圖4所示，其中圖2為輕載(所接光伏陣列最大輸出功率800 W)時的并網電流、電網電壓及開關管輸出波形。圖3為半載（所接光伏陣列最大輸出功率為3 kW）時電網電壓、并網電流波形，并網電流總諧波失真度(THDi)僅為2.5%，功率因數為0.999。圖4為滿載（所接光伏陣列最大輸出功率為6 kW）時電網電壓、并網電流波形，此時并網電流總諧波失真度(THDi)僅為1.7%，功率因數為0.999，說明所發的電幾乎都為有功功率。