移相全橋ZVZCS變換器的數字控制與實現

蘇瑞濤，米禹豐，賁洪奇

（1,3.哈爾濱工業大學電氣工程系，哈爾濱 150001；2.哈爾濱工程大學自動化學院，哈爾濱 150001）

引言

中大功率開關電源多采用全橋結構拓撲形式，本文以變壓器原邊串聯飽和電感和隔直電容的全橋拓撲結構為研究對象。目前全橋電路控制方式較多，有移相控制方式、有限雙極性控制方式和不對稱控制方式等。在采用變壓器原邊串聯飽和電感和隔直電容的全橋拓撲結構時，移相控制方式具有軟開關負載范圍較寬、占空比損失較小等諸多優點，應用范圍相對較廣。在開關電源中，開關管硬開關所產生的損耗會引起開關管發熱，同時產生很大的電磁干擾。開關管硬開關過程中還會產生很大的電壓尖峰，容易擊穿開關管[1]。為了減小開關損耗以及減小電磁干擾，提高電源效率，可以采用軟開關控制技術。

模擬控制芯片存在溫漂、器件老化、在實際系統中控制參數固定、不能修改等缺點。采用模擬芯片控制電源系統時，死區時間是恒定的，使移相全橋ZVZCS變換器在高壓輕載時實現超前臂的零電壓開關困難。并且，補償網絡采用PI控制方式時，由于模擬控制芯片的PI參數是固定的，不能在開關電源全部工作范圍內實現良好的動態響應。

隨著數字信號處理器成本的降低以及工作頻率的提高，數字控制的開關電源將會擁有廣闊的應用前景。數字控制芯片參數配置靈活，可以在不同的工況下通過軟件自動配置死區時間以及PI參數，明顯地改善軟開關實現范圍和電源的動態性能。本文采用DSP芯片TMS320F2812，構成電源數字控制系統，對數字控制系統實現等相關問題進行了研究。

1 移相全橋ZVZCS電路及其數字移相控制實現方案

在本文的電源數字控制系統中，采用的是平均電流型控制方法。平均電流控制模式是在峰值電流型控制基礎上發展起來的一種電流型控制方式，平均電流型控制模式在電流控制環中增加了具有積分作用的電流誤差放大器[2]，電流內環以電感電流的平均值作為控制信號。圖1為平均電流控制模式生成PWM波形的原理圖。

平均電流型控制在保持了峰值電流型控制的一些優點的同時，也具有一些后者不具備的優點，如：穩定性更好，抗噪聲能力強，無須斜坡補償，可應用在任意電路拓撲上等。

圖1 平均電流型控制模式生成PWM波形的原理圖

1.1 全橋電路變壓器原邊電流與電感電流的關系

移相全橋ZVZCS主電路結構如圖2所示。由于要輸出直流、穩定的電壓，所以在理論上要對輸出電壓以及電感電流平均值進行采樣。采樣輸出電壓信號，只要采用電阻分壓的形式即可。為了采樣電感電流的信號，通常需要在流過電流的電感母線上引入霍爾元件，然后對霍爾元件輸出的信號進行處理，以得到電感電流的平均值信號。而引入霍爾元件增加了電路的成本，并且霍爾元件還需要額外的供電電源。

圖2 移相全橋ZVZCS主電路結構原理圖

圖3 所示為用PsPice對移相全橋ZVZCS電路進行仿真的變壓器原邊電流iP以及副邊電感電流iLf波形圖。

圖3 移相全橋ZVZCS原邊電流以及副邊電感電流波形圖

在移相全橋ZVZCS拓撲結構的電路中，原邊電流ip和副邊電流is的關系為is=kip，k為變壓器的變比。在電感電流上升階段iLf=is=kip。因此可以在電感電流上升階段采樣變壓器原邊電流，再乘以常數k即是電感電流值。采用數字控制方法以后，可以利用電感電流與變壓器原邊電流的對應關系，通過在適當時刻采樣變壓器原邊電流來得到電感電流的平均值信號。這樣做，只需在變壓器原邊電流母線上穿入一個用磁環所繞成的電流互感器即可，即降低了成本，又可以得到相同的控制效果。

1.2 移相全橋ZVZCS電路的超前臂和滯后臂實現軟開關條件

移相全橋ZVZCS電路中，當超前臂開關管S1關斷后，電容C1將充電，電容C2將放電。在這個時段里，由于變壓器漏感和濾波電感Lf是串聯的，而且Lf很大，可以近似認為變壓器的原邊電流ip是不變的。因此，C1的電壓從零開始線性上升至Vin，C2的電壓從Vin線性下降至0。一般取C1=C2=Cr，可得死區時間td=2Cr·Vin/iP[3]。變壓器的原邊電流iP和變換器輸出負載電流i0有關。i0越大，iP的峰值也越大。因此超前臂開關管死區時間的大小與輸出負載電流有直接的關系。負載越重，超前臂實現軟開關越容易。在極端的情況下，即輸入電壓Vin很大，而負載電流很小時，死區時間td較大，實現軟開關比較困難。

滯后臂開關管實現軟開關主要是由于隔直電容與飽和電感的作用。當C2兩端的電壓諧振到零以后，可以開通S2。但是S2中并沒有電流流過，電流從D2和S4流過。原邊電流開始減小，隔直電容Cb充電。原邊電流減小到零以后，由于飽和電感已經退出飽和，呈現出很大的感性，電流不會立即反向增加。在此期間，可以關斷S4，并在死區時間以后開通S3，兩個開關管均是零電流開關。

1.3 移相控制數字實現方案

TMS320F2812有兩個事件管理器模塊EVA和EVB，每個事件管理器模塊都有三個全比較單元，全比較單元可以輸出兩路互補的PWM驅動信號[4]，且死區時間可以通過軟件靈活設置。移相全橋ZVZCS電路的同一橋臂上、下兩個開關管的驅動信號是互補的，因而驅動移相全橋ZVZCS電路的四個功率開關管需要兩個全比較單元即可實現。

在本驗證電路的數字控制系統中使用的是EVA模塊的全比較單元1和EVB的全比較單元4。全比較單元1使用的是EVA的通用定時器GP1，產生超前臂的兩路驅動信號；全比較單元4使用的是EVB的通用定時器GP3，產生滯后臂的兩路驅動信號。具體的時序關系如圖4所示。由于S1與S2，S3與S4驅動信號互補，圖4只畫出S1與S3的驅動波形。實際的控制系統中，超前臂開關管的驅動信號為兩路固定的、互補的驅動信號；滯后臂開關管的驅動信號以超前臂驅動信號為基準，通過控制移相角的大小，控制輸出電壓。令定時器T1（GP1）工作在遞增遞減計數模式，全比較器1的比較值設定為定時器T1的周期值的一半，這樣便可得到超前臂兩路固定的、互補的驅動信號。

定時器T1與T3具有相同的周期值。由圖可以看到，T3定時器超前T1定時器1/4個計數周期。采樣信號經過電壓外環和電流內環數字PI調節器處理后所得到是全比較單元4需要裝載的比較值CMPR4。觀察圖2中開關管的序號以及圖4，可知T3下溢中斷時，S1剛好開通，此時S1與S4對臂導通，原邊電流上升。當比較器4發生比較中斷時，即t2時刻，S4關斷。從S1開通至S4關斷，即是[t0,t2]，原邊電流是近似線性上升的，因此可以采樣t1時刻變壓器原邊電流值代替采樣電感電流的平均值（t1-t0=t2-t1）。

圖4 數字控制系統時序原理圖

在軟件實現時，可以在T3下溢中斷時，啟動通用定時器T4，同時裝載T4周期值，T4的周期值為全比較器4的比較值CMPR4的一半。當T4發生周期中斷時，即是t1時刻，啟動AD采樣中斷，采樣變壓器原邊電流即可。同理可以在T3的周期中斷時，再次啟動定時器T4并重新裝載T4周期值，這樣可以在t4時刻采樣到變壓器原邊電流來等效電感電流的平均值。T3超前T1定時器1/4個計數周期可以充分利用定時器T3的下溢中斷和周期中斷，節省數字信號處理器的資源，使控制更加簡單。

圖5 移相控制產生PWM波形的軟件流程圖

移相控制方式產生PWM波形的軟件流程圖如圖5所示。

2 DSP芯片采樣電路的設計

開關電源本身是一個強的干擾源，如果直接使用TMS320F2812的AD采樣管腳對信號進行采樣，可能會引入開關電源的干擾而導致采樣數據的不準確。一旦采樣數據不準確，控制系統就無法對電源進行有效的控制。因而，設計了專用的采樣電路，對共模干擾信號進行有效的抑制，如圖6所示。

圖6 采樣電路設計

uin+與uin-為差模輸入信號，u0為采樣電路輸出信號。則輸入輸出關系的推導公式如下：

由公式（1）可知，采樣電路可將采樣信號中的共模成分消除。由于F2812芯片AD采樣模塊的采樣管腳的最大輸入電壓為3 V，為了防止電壓尖峰或負電壓的出現而損壞芯片，AD模塊的采樣管腳放置兩個電壓箝位二極管。

3 數字PI調節器的實現

PI調節器是開關電源控制系統中最為常用的一種控制器。在數字控制系統中，當采樣頻率足夠高時，可以先按照模擬的方法設計調節器，然后再離散化，就可以得到數字化的模擬調節器。

當輸入是誤差函數 e（t），輸出函數是 u（t）時，PI調節器的傳遞函數可以表示為：

式中：kp為PI調節器比例部分的放大系數；τ為PI調節器的積分時間常數。根據PI調節器的復頻域表達式，可以寫出時域表達式：

將上式離散化成差分方程，則其第k拍輸出為：

式中Tsam為采樣周期，式（4）即為數字PI調節器的位置式算法[5]。

由式（4）可知：

式（4）與式（5）相減可得：

上式即為數字PI調節器的增量式算法[6]。

在本文的數字控制系統中，使用的是增量式PI算法。假設當前次采樣后的PI運算結果為u（k），則下一次采樣后計算的結果應為 u（k+1），因為u（k+1）=u（k）+Δu（k+1），因此只需求出 Δu（k+1），即可得出 u（k+1）。 由于 kp，k1，Tsam是已知的，因此參見式（6）即可得出運算結果。

4 實驗結果與分析

根據上面的分析，本文搭建了實際的開關電源數字控制系統，以驗證數字控制系統的性能。電源功率為100 W，主電路的輸入為AC 36 V±15%，輸出為直流電壓連續可調，最大輸出電壓為DC 36 V，開關頻率為20 kHz。圖7（a）為24 V的直流電壓輸出波形，輸出電壓波形平直，開關紋波很小，工頻電壓紋波為200 mV。圖7（b）為滯后臂開關管實現零電流開關的波形，其中電流波形為原邊電流ip整流后的波形,VDS為開關管漏源極兩端波形。圖7（c）為超前臂開關管實現零電壓開關的波形，Vgs為開關管的驅動波形。由圖可以看出，電源較好地實現了軟開關，有效地減少了開關損耗和電磁干擾。

圖7 驗證電路的實驗波形

圖8 所示為輕載時超前臂開關管的漏源極波形以及驅動波形。在死區時間為1 μs時，超前臂實現零電壓開通困難，如圖8（a）；當死區時間增大到2 μs時，開關管可以較好地實現零電壓開關如圖8（b）。通過死區時間的調整，增加了軟開關的實現范圍。

圖8 輕載條件下，死區時間調整前、后的超前臂軟開關實現波形對比

5 結語

本文介紹了一種移相全橋ZVZCS電路的數字控制實現方案，并用TI公司的TMS320F2812搭建了驗證電路[7]。該方案的優點在于通過采樣變壓器原邊電流信號得到電感電流的平均值信號，通過使EVA的通用定時器1和EVB的通用定時器3相差1/4個計數周期，提高了芯片資源的利用率。實驗驗證了數字控制系統實現的可行性，能可靠地實現軟開關。數字控制由于具有很多模擬控制所沒有的優勢，將會有廣闊的應用前景。

[1]林渭勛.現代電力電子技術[M].北京：機械工業出版社,2007.

[2]華偉.通信開關電源的五種PWM反饋控制模式研究[J].通信電源技術，2001，6(2):11-12.

[3]J G Cho,G Hua,F C Lee.Zero Voltage and Zero Current Switching Full Bridge PWM Converter For High Power Applications[J].IEEE On Power Electronics,2006,11(7):622-628.

[4]孫麗明.TMS320F2812原理及其C語言程序開發[M].北京：清華大學出版社,2008.

[5]陳伯時.電力拖動自動控制系統[M].北京：機械工業出版社,2008.

[6]杭麗君,姚文熙,呂征宇.增量式數字PI環在雙向DC/DC變換器中的應用[J].電力電子技術,2004,38(3),42-43.

[7]TI.Control of a Phase Shifted Full Bridge DC/DC Converter with TMS320F280x Digital Controllers[S].Texas Instruments,2006.