全橋Buck型并網逆變器的分析與實現

龍 昊，陳亦文，陳道煉

(福州大學電力電子與電力傳動研究所，福州350108)

1 引言

隨著電力電子技術的發展，DC-AC逆變技術已經廣泛應用在變頻變壓、變速傳動、航空靜止變流器、通信系統、UPS等場合。社會經濟的日益發展，石油、煤、天然氣等化石能源的供應日益緊張以及常規能源的大量使用造成的世界范圍內的環境污染和生態惡化，而太陽能、風能、潮汐能、地熱等新能源的開發和利用能有效解決了能源危機和常規能源帶來的弊端。近年來，基于可再生能源的分布式發電系統具有投資小、清潔環境、供電可靠和發電方式靈活等優點，因此得到了迅速的發展，同時以微網的形式將分布式發電系統介入大電網是發揮分布式發電系統效能的最有效的方式[1-6]。并網逆變器作為新能源與電網的接口設備，越來越廣泛地受到關注。同時，并網逆變運行模式省去了獨立式新能源發電系統中的儲能環節，從而減少了體積和成本，提高了系統的可靠性。在新能源并網應用的系統中大部分采用兩級結構，即前級DC-DC和后級DC-AC。在電壓型并網逆變中，前級DC-DC部分主要完成最大功率點跟蹤以及穩定逆變直流電壓的任務；后級DC-AC部分主要實現并網逆變的功能。

本文主要對并網發電系統中的核心部分即并網逆變器進行了深入的分析和研究，并進行了相關試驗。試驗中采用硬件方式實現并網電流與電網電壓的同頻同相，對于輸入電網功率的調節只需要調節與電網電壓同頻同相的正弦波基準信號的幅值，簡單方便，成本低，同時采用電流瞬時值控制方式使得并網電流能夠快速跟蹤正弦波基準信號，動態性能好。

2 全橋Buck型并網逆變器系統原理

2.1 電路拓撲

應用于并網逆變的拓撲有很多種[7]，其中最常用的有：直接耦合并網、高頻隔離并網、工頻隔離并網、高頻不隔離并網等幾種。本文采用由輸入濾波電容、逆變橋、LCL濾波器組成的全橋式不隔離結構，如圖1所示。S1-S4是功率器件，組成逆變橋，D1-D4是功率器件對應的反并聯二極管。LCL濾波器除了濾除高頻諧波以外，還兼顧有平衡逆變器和電網之間電壓差的作用。

輸入直流電壓經過逆變以及濾波器后，輸出和電網電壓同頻率同相位或者具有特定相位差的并網正弦電流，從而在實現向電網輸送電能的同時兼顧無功補償的需要。

圖1 全橋Buck型并網逆變器電路拓撲

2.2 控制策略

并網逆變的目標是控制逆變電路的輸出為穩定的高質量的正弦波，并且與電網電壓同頻、同相。

根據并網逆變器輸出控制的目標可分為電壓控制和電流控制[8,9]。由于電壓控制響應慢，逆變器輸出電壓值不易精確控制以及可能出現環流等問題，且電壓源的并聯運行不易獲得優異性能，所以較少使用。而電流控制只需控制逆變器輸出電流跟蹤電網電壓，控制逆變輸出電流與電網電壓同頻、同相，即可達到電流源與電壓源并聯運行的目的。這種控制方法相對簡單，因此得到廣泛使用。

電流控制方法一般常用的有電流瞬時值SPWM控制方式和電流滯環控制方式。電流瞬時值SPWM控制方式原理圖如圖2所示。這種控制方式是將與電網電壓同頻同相的基準信號iref與實際電感電流反饋信號iL1f進行比較，兩者的偏差經PI調節后與三角波(或鋸齒波)進行比較，從而輸出SPWM信號。與電流滯環控制方式相比，電流瞬時值SPWM控制方式具有固定的開關頻率，因此網側輸出濾波電感設計相對容易，并且有利于限制功率器件的開關損耗；具有較好的動、靜態性能，同時也使網側電流控制對系統參數不敏感，增強控制系統的魯棒性

圖2 電流瞬時值SPWM控制原理圖

在逆變系統中，相比于雙極性調制，單極性調制諧波分量小，易于消除，開關損耗小[10]。因此，本文中全橋Buck型并網逆變器采用電流瞬時值單極性SPWM控制策略，控制逆變器的輸出電流是與電網電壓同頻同相的正弦波，可以獲得相對較好的輸出波形。控制原理如圖3所示。

圖3 電流瞬時值單極性SPWM控制原理

將并網逆變器電感上的電流反饋信號iLf1與電網同頻同相的參考電流信號iref進行比較，其誤差信號經比例積分調節器后得到了誤差放大信號ue。ue與三角波uc進行交截，得到的PWM信號以及其反向PWM信號作為正弦電流正半周時S1和S3的驅動信號；同時，ue與反向三角波-uc進行交截，得到的PWM信號以及其反向PWM信號作為正弦電流負半周時S1和S3的驅動信號。與電網電壓同頻同相的單位基準正弦電流經過過零比較器以后的方波信號及其方向信號分別作為S4和S2的驅動信號，并作為正負半周S1和S3的選擇信號。

通過調節電網電壓同頻同相的基準正弦電流的幅值來改變并網電流的大小，即饋入到電網的功率。

2.3 穩態原理分析

為了便于分析，假定：(1)所有元件均為理想元件；(2)線路電阻、電感為零；(3)功率開關管和并聯續流二極管從導通變為截止，或從截止變為導通的過渡時間均為零，且通態壓降為零，斷態漏電流為零；(4)由于開關周期Ts遠遠小于交流電網的周期，在開關周期Ts內，認為交流電網電壓不變。

根據以上的控制方式可知S2和S4管為低頻管，一個低頻周期（電網電壓周期）狀態轉換一次；S1和S3為高頻管，開關頻率等于三角波頻率。對于電網電壓正半周與負半周內一個高頻周期中均有兩種開關工作模態，且工作模態類似，本文僅分析正半周工作情況。正半周工作模態如圖4所示，S4開通，S2關斷，圖中電感電流iL的方向為參考方向，us大于零，且Ui大于電網電壓us的幅值Um。

（1）正半周工作模態一：S1開通，S3關斷，由開關管S1、電感L、電網電壓us、開關管S4構成電流回路。直流側能量回饋電網，并且電感儲能增加。電感L上承受正向壓降Ui-us，電感上的電流iL呈直線增加。

（2）正半周工作模態二：S1關斷，S3開通，電感電流通過S3的體二極管D3、電感L、電網電壓us，S4回路續流，電感L中儲存的能量向電網釋放。由于死區時間的存在，S3為ZVS開通。

圖4 us正半周一個高頻周期中的工作模態

3 關鍵電路參數設計

3.1 并網濾波器

并網系統的輸出濾波器的選取不僅影響到電流環的動、靜態響應，而且還制約并網系統的輸出功率、系統功耗等，因此，輸出濾波器的設計至關重要[11,12]。并網系統輸出濾波器可以濾除并網系統交流側PWM諧波電流，從而保證并網電流是功率因數近似為1的正弦波；同時電感對電流有一定的阻尼作用，從而有利于控制系統的穩定運行。

本文中逆變橋后級采用具有高效濾波效果的LCL濾波器，如圖5所示。圖中uAB為逆變橋輸出的電壓，us為電網電壓，L1，L2為濾波電感，C為濾波電容。與L濾波器相比，LCL濾波器增加了濾波電感L2和濾波電容C，其基本原理是L2和C對電流iL1中的高頻開關紋波進行阻抗分流，電容C為高頻分量提供低阻通路，這樣就有效地減少了電流iL2（即電網電流）中的高頻分量。

濾波器作用示意圖如圖6所示。濾波器對50 Hz的基波分量呈低阻抗，而對高次諧波分量呈現高阻抗，起到極大的衰減作用。

圖5 LCL濾波電路

圖6 濾波器作用示意圖

3.1.1 濾波電感 L1，L2的確定

電感的選取和紋波電流的大小及系統功耗有關。電感值越大，則紋波電流越小，線路的損耗就會減小，但電感損耗和體積都會增大。因此，電感的選取要考慮多方面的因素，采取折中的方法。通常，電感L1上的紋波電流選擇為額定電流的20%。

開關頻率遠大于基波頻率，所以在一個高頻開關周期內，電網電壓近似為不變。忽略電感L2上的壓降，設功率器件在一個開關周期內的導通時間為dTs，則電感電流iL1的變化量為：

Usavg（N）為電網電壓在一個開關周期內的平均值，d為一個高頻周期內占空比。滿足Usavg(N)=dUi，即代入式(1)，則有：

因此，電感L1的下限為：

由于電容C上電流很小，近似為零，假設穩態時濾波電感L(L=L1+L2)上產生的壓降為UL，則有：

其中，Is為并網電流有效值。當并網電流與電網電壓相位一致時，并網逆變器輸出的相量關系如圖7所示，由于輸出濾波電感L的存在，輸出電流is在其上面產生一個電壓降jωL·is,這樣逆變橋輸出電壓uAB與電網電壓us之間產生一個角度θ，關系式如式（6）：

其中，ω 為電網角頻率，ω=2πf，f為電網頻率。

因此逆變器正常工作要滿足逆變器輸出電壓應大于等于濾波電感L上的壓降和電網電壓矢量和，即：

圖7 并網逆變器輸出相量關系圖

將式（5）代入式（8），則有：

不同的文獻對于電感L2的選取不同，一般取L2=L1，但有的取L2=L1/2，它們的幅頻特性基本相同，對于高頻段的諧波衰減都較好，只是L2取較小值時濾波器的諧振頻率稍大一點[13]。

此處取L2=L1/2，則有L1的取值范圍為：

3.1.2 濾波電容C的確定

根據諧振頻率設計，LCL濾波器的諧振頻率為：

一般LCL濾波器的諧振頻率設計范圍為10fL～fs/2之間（fL為電網頻率，fs為開關頻率）。若諧振頻率fres設計為開關頻率fs的1/10，則有：

即：

3.2 輸入濾波電容

輸入側等效電路如圖8所示。i為輸入電流，ic為濾波電容電流，由于功率器件的換流作用使直流測電流idc為SPWM脈沖電流，r包括電源內阻、線路電阻以及開關電阻。

圖8 輸入側等效電路

根據電容放電引起的電壓降落計算Ci值[14]：

式中：k為所允許的電壓波動系數，取0.1；Pi為輸入功率；Ui為輸入電壓；ω為電網的角頻率。

3.3 同步鎖相的實現

并網逆變系統中為了保證并網電流和電網電壓嚴格同頻、同相，鎖相環是必不可少的。本文中與電網電壓同頻同相的正弦波基準參考電流信號采用硬件電路實現。與電網電壓同頻同相的基準正弦電路結果如圖9所示[15]，該基準正弦波發生電路具有電路簡單、成本低、輸出波形THD低、輸出電壓不受電網電壓波動影響等優點。

圖9 與電網電壓同頻同相基準正弦電路構成

4 并網逆變器仿真與實驗

4.1 仿真分析

仿真實例：直流輸入電壓Ui=430 V，電網電壓us=220 V/50 Hz，功率 P=6 kW，開關頻率 fs=50 kHz。輸入濾波電容Ci=3 300 μF，輸出濾波電感L1=1 mH，L2=0.4 mH，輸出濾波電容 C=3.6 μF。 圖 10 為仿真波形。

由仿真波形可知：（a）逆變橋輸出電壓uAB是單極性電壓波形，經過LCL濾波器后得到紋波較小且與電網電壓us同頻同相的電流is，符合并網的要求；（b）并網電流很好地跟蹤基準電流iref，由于調節器以及濾波環節的延遲使得電流過零點會有輕微抖動。

圖10 全橋Buck型并網逆變仿真波形

4.2 原理試驗

基于本文以上的理論與仿真分析，進行了全橋Buck型并網逆變器的原理試驗，試驗系統的結構圖如圖11所示。設計實例：開關頻率fs=50 kHz；輸入濾波電容使用3個容值1 200 μF的電解電容并聯；輸出濾波電感L1=1 mH，電感L2=0.4 mH；輸出濾波電容3.6 μF，采用3個1.2 μF的CBB電容并聯而成； 功率開關 S1～S4選用 IXYS公司的IXGH60N60C3D1型號的高速IGBT，器件內部本身并聯一個二極管。基于實驗條件，并網電流幅值設定為1 A，直流輸入電壓設定為180 VDC，逆變器輸出經過一個工頻隔離變壓器接入電網。圖12給出了全橋并網逆變器原理試驗波形。

圖11 系統結構圖

由原理實驗結果可知：（1）并網電流與電網電壓同頻同相且電流波形好，如圖 12（a）；（2）電感反饋信號iL1f很好地跟蹤了基準信號iref，調節器輸出的誤差信號 ue呈正弦特性，如圖 12（b）；（3）電感反饋信號波形在高頻周期里反應了全橋Buck型逆變的控制規律，如圖 12（c）；（4）逆變橋輸出電壓是單極性的，如圖 12（d）；（5）在負半周 S1管在集射極電壓將為零后開通，實現ZVS開通，同時實現ZVS關斷，如圖 12（e）；（6）在正半周 S3管也實現了 ZVS 開關，如圖12（f）。原理實驗與理論分析一致。

圖12 全橋Buck型并網逆變器試驗波形

5 結論

并網逆變器作為實現新能源的使用和分布式智能電網的發展的核心技術已經得到越來越廣泛的應用。本文對全橋非隔離高頻并網逆變器的拓撲、控制策略、穩態原理以及關鍵電路參數進行了分析。全橋非隔離并網逆變器因沒有變壓器，體積小、重量輕、成本低，是一種比較好的電路拓撲。電流瞬時值單極性SPWM控制方式能夠可以提高系統電流的動、靜態性能且系統魯棒性強。通過對全橋Buck型并網逆變器進行了仿真分析和原理實驗表明，全橋Buck型并網逆變器具有較好的性能，能很好地實現并網逆變的目標。

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