一種高壓大電流PIN管開關驅動器的設計

官清雄,占臘民

（華中科技大學 電子科學與技術系,武漢 430074）

一種高壓大電流PIN管開關驅動器的設計

官清雄,占臘民

（華中科技大學 電子科學與技術系,武漢 430074）

介紹了一種PIN管開關驅動電路。該電路采用了控制信號與高壓源相隔離的方法,可支持300 V以內的高壓,并具有800 mA的電流驅動能力,驅動電路的開關切換時間小于2.6 μ s。通過對高壓器件的防擊穿保護,并增加適當的延時電路,大幅度提高了驅動電路的工作穩定性。該電路可應用到高電壓、大電流、高功率容量、高速切換的PIN管開關中。

PIN二極管;開關驅動器;高壓;大電流;跳頻濾波器

1 引 言

PIN管[1],簡而言之,就是在P型和N型半導體之間嵌入一層低摻雜的本征半導體。PIN二極管具有在正向或反向偏壓上導通或阻斷的特性,并且具有快速切換的特點,很適合用作高速切換的電子開關。所以,PIN管開關在控制微波信號的轉換中得到了很好的應用,而作為保障PIN管開關正常工作的PIN管驅動電路,其重要性不言而喻。為此,各大制造商也紛紛努力,設計出多種適用于不同場合的PIN管開關驅動器。目前,市場上現有的大多數PIN開關驅動器速度較慢,開關頻率低,控制反偏電壓偏小,支持的功率容量[2]也有限,這對PIN開關的功率容量和使用范圍起到了限制作用。

本文提出了一種PIN開關驅動器的設計方法,設計出的驅動器具有高速、高壓和大電流負載能力,解決了由于驅動器的限制而導致開關濾波器和收發開關的低功率容量不符合系統要求的問題,大大地增加了PIN開關的可靠性。

2 PIN管開關驅動器的設計思想

實驗室目前用的射頻開關由串聯和并聯兩組PIN管開關組成,共同控制射頻信號的通斷。當并聯為1、串聯為0時射頻導通,反之則為關斷狀態,而每路射頻開關只需要一路外圍控制信號控制。據此設計出相應的射頻開關驅動器的原理圖,如圖1所示。

圖1 PIN管開關驅動電路原理圖Fig.1 PIN switch driving circuit schematic diagram

它將輸入控制信號轉換成相應的同相與反相輸出,然后驅動兩組CMOS管[3],得到所需的輸出信號去驅動PIN二極管。該驅動電路主要分成4個部分:穩壓電路、延時電路、升壓反相電路和輸出控制電路。

3 PIN管開關驅動器的電路工作原理

3.1 穩壓電路和延時電路

穩壓電路由一個反相器組成,有兩方面的作用:首先,它能過濾輸入信號中可能存在的雜波,使電平的紋波系數更小,避免了外圍輸入信號的抖動對驅動電路的性能造成影響;另外,根據下一級的輸入特性選擇合適的高扇出數[4]的反相器,可提高信號的負載能力,增加電路的穩定性。

首先考慮輸出控制電路中的MOS管控制電路。如圖2示,當 COM 1為高電平（VPP）、COM 2為高電平（5 V）時,Q23工作在截止區,Q24工作在飽和區,輸出 con2B為低電平（0 V）;當 COM 1為低電平（VBB）、COM 2為低電平（0 V）時,Q23工作在飽和區,Q24工作在截止區,輸出con2B為高電平（VPP）,根據以上的分析,COM 1、COM 2與con2B邏輯如圖3所示。

圖2 MOS管控制電路Fig.2MOS control circuit

圖3 MOS管控制電路邏輯圖Fig.3 Logic diagram ofMOS control circuit

在不加任何延時的情況下,COM 1、COM 2基本上為同步開關狀態,其理想時序與圖3基本相符?，F在考慮一下實際MOS管的工作狀態:當 COM1、COM2由高電平跳變到低電平時,Q24由飽和區轉換到截止區,Q23由截止區轉換到飽和區,但NMOS在飽和狀態時會在柵極附近的P型硅表面積累很多電子而形成反型層,當它從飽和狀態轉換成截止狀態時,需要經過存儲電荷轉移的時間,也就是NMOS從開到關需要一個穩定的過程。同理,PMOS從關到開也需要一個穩定的過程。如果COM 1,COM2同時切換到到低電平的話,則在MOS管穩定的過程中,很可能會同時使兩管處于導通狀態,此時VPP（高壓）與GND之間的阻值很小,電流I1產生一個峰值很大的脈沖,這會造成整個電路的不穩定,甚至燒毀MOS管。同理,當COM1、COM2由低電平跳變到高電平時,也存在的同樣的問題[4]。

為了解決因COM1、COM2同步切換而造成電路不穩定的問題,必須引入合適的延時電路,使整個電路穩定,并使MOS管的壽命得到保障。引入延時的思想是:當con2B從高電平轉換到低電平時,COM 1必須先切換到高電平,使PMOS管Q23穩定在截止區后,再切換COM2至高電平;當con2B從低電平轉換到高電平時,COM 2必須先切換到低電平,使NMOS管Q24先穩定在截止區后,再切換COM 1到低電平。這樣就保證了在整個過程中,高壓VPP對地的阻值都很高,從而起到了穩定電路、保護MOS管、降低功耗的作用。

這里用RC電路來實現輸入信號的延時,如圖1所示,利用二極管的單向導通性來實現不同時段的延時。當V1從低電平跳變到高電平VH時,D41正向導通,所以D41與R41的并聯電阻非常小,RC的充電相當快,Vo1很快就上升到VH;而D42反向截止,其與R42的并聯電阻接近R42,根據相關電路理論可得:

此時R=R42,C=C42,時間常數 τ=R42×C42。從上式可知,通過改變R42或者C42來改變τ,從而使延時調到合適的值。

同理,當V1從高電平跳變到低電平時,可得到Vo2基本無延時,而:

可通過改變R41或者C41來得到合適的延時。

3.2 升壓反相電路與輸出控制電路

升壓部分主要利用光耦來實現,通過改變光耦芯片上第5引腳上的基準電壓VBB來調整高壓。實際上,只要VBB在光耦芯片的額定值范圍內都是可以的,當然實際應用中要結合后端的MOS管參數來考慮。

輸出控制電路應用兩組CMOS管加必要的外圍電路實現,這樣做將控制信號與高壓電壓源相隔,更加保障了電路的穩定性。應用該電路的好處是,只要處于截止區時MOS管 DS極耐壓夠高,就能為PIN管提供更高的反偏電壓,反偏電壓越大,就可支持更高的功率容量,擴大該驅動電路的使用范圍。另外若NMOS管工作的飽和區,根據文獻[5],其飽和漏電流IDSat如下:式中,L、W分別為MOS管的溝道長度和寬度,μn為電子遷移率,其中MOS管增益因子和閾電壓VT取決于NMOS管的固有參數,因此對于一特定的NMOS管,IDSat與柵源電壓VGS有關[5]。由式（4）可知,如果選擇 β大而VT小的NMOS管,該驅動電路就有更大的電流負載能力。

下面考慮一下驅動電路的開關特性,MOS管的導通時間ton包括導通延遲時間tdn和上升時間tr;關斷時間toff包括關斷延遲時間tdf和下降時間tf。MOS管的開關時間來源于兩個方面:其一是載流子通過溝道輸運所造成的時間延遲,可稱為本征延遲;其二是MOS管的PN結電容、引線電容及其雜散電容和負載電容的輸入電容,可統稱為負載延遲。在飽和區的本征延遲渡越時間tchs為:tchs=4L2/3μn（VGS-VT）,其中L為溝道長度。由此可見,只要VGS定下來,那么tchs由MOS本身的特性所確定?？紤]到負載延遲,以CLT表示MOS開關的下一級負載電容及MOS管本身的各種電容,即總的對地電容。根據分析可知,ton與CLT成正比,與輸入管的跨導gmI成反比;關斷時間toff也與CLT成正比,而與負載管的跨導gmL成反比[5]。故要減小開關延遲,可選擇寄生電容小的MOS管,在條件允許的情況下,盡可能減小外圍負載（PIN管開關）到地的電容。為了保證電路的穩定,在選取延時電路的RC參數時,要保證在導通時COM2的延時上升時間大于Q23的關斷時間tPoff,而在關斷時COM 1的延時下降時間大于Q24的關斷時間tNoff。

4 PCB版圖的設計

考慮到空間和面積上的局限,布局和走線的合理性就顯得特別重要。版圖上,各路驅動電路器件應該分開布局,對于每一路,應盡可能地順著信號的流向布局,每一模塊的布局應該保持緊湊。對那些可能過高壓的器件布局,要給它們足夠的空間,防止高壓對周圍器件的放電。布線上控制信號線要盡可能地保持走線平滑,盡量減少過孔數量,各路信號線之間的長度差別不要太大。對于可能過大電流的線路,其走線的寬度和相應的過孔應該根據電流的大小適當加大。并且這些走線的長度應該盡可能短,這樣可以降低線路中的壓降,從而降低損耗。過高壓的線適當與周圍走線和器件分開。在接地上,應該注意地線之間的共阻抗干擾,采用一點接地法,即各級電路分別在一接點上與地線相接,可有效消除地線的共阻抗干擾。地線應盡可能加寬,信號地與電源地還有射頻開關的地都應該適當分開。

5 實際電路測試

圖4 1分6 PIN開關驅動PCB樣板Fig.4 1 ～ 6 PIN switch driver′s PCB demo

圖4為1分6 PIN管開關驅動電路的PCB樣板的正面,其中的飛線是驅動輸出到射頻開關的連線。

令延時電路中的R=3 000,C=1 000 pF,C21、C29=2×22 000 pF,高壓VPP=250V,輸入為1 kHz、峰峰值為5 V的時鐘信號,測出的輸入-輸出波形如圖5所示。由圖5可知,在高壓250 V情況下,信號輸出波形理想。實際上,只要所選的MOS管的DS擊穿電壓越高,則該電路可提供更高的反偏電壓,開關的延時在2.6 μ s左右,實現了驅動器高速切換,開關速度達到了設計的初衷,根據MOS的開關參數選擇合適的RC參數,可獲得更小的開關延時。

圖5 測得的輸入輸出波形Fig.5 Measured input-output waveform

為了測試該驅動的帶電流負載[6]能力,應用圖6的測試電路。

圖6 電流負載能力測試圖Fig.6 Test chart for loading current capacity

電流的值可以從V3電源表上讀出,它隨著V3的增加而增大,實際測量可知,只要電流值不超過1 A（MOS管的漏源飽和電流）,該電路都能穩定且正常工作。實際工作中還需考慮PIN管的電流負載能力。

通過選擇高DS擊穿電壓的MOS管,就能提供更高的反偏電壓,進而支持更大的功率容量。

6 結束語

本文提出的這種開關驅動電路在各項指標上已達到了實驗室要求,徹底克服了原先驅動器的一些弱點,具有高速、高壓、大電流的驅動能力,并支持更高功率容量的PIN管,而且在高頻電路上測試也表現出了比較理想的性能,充分顯示出電子開關的快速方便的特點,從而在電子對抗中可以實現更多的干擾時間、更高速的跳頻干擾,以及更高的干擾功率。目前,該驅動電路已經應用到實驗室的大功率高速跳頻濾波器中,表現出了極高的穩定性。在以后的設計中,建議選擇更高耐壓、更短開關延遲的MOS管,盡可能增大高壓濾波電容的值,使該驅動器的性能得到進一步優化。

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Design of a High-Voltage and High-Current PIN Switch Driver

GUAN Qing-xiong,ZHAN La-min
（Department of Electronic Science and Technology,Huazhong University of Science and Technology,Wuhan 430074,China）

A PIN diode switch driving circuit is presented.The control signal is isolated with the high voltage source in this circuit.It can work at 300V and has 800mA current drive capability.The switching time is below 2.6 μ s.The circuit′s working stability is improved greatly through anti-breakdown protection and adding appropriate time-delay circuit.This circuit can be used in high-voltage,high-current,high-power-capacity and high-speed PIN switch.

PIN diode;switch driving circuit;high voltage;high current;hopping filter

TN79

A

10.3969/j.issn.1001-893x.2011.02.021

1001-893X（2011）02-0102-05

2010-10-14;

2010-12-06

官清雄（1982-）,男,福建福清人,2006年于華中科技大學電子科學與技術系獲學士學位,現為碩士研究生,主要從事大功率跳頻濾波器射頻開關以及開關驅動的設計和研究;

GUAN Qing-xiong was born in Fuqing,Fujian Province,in1982.He

the B.S.degree in Department of Electronic Science and Technology from Huazhong University of Science and Technology in 2006.He is now a graduate student.His research interests include RF switch design and switch driving circuit design for high power hopping filter.

Email:157072296@qq.com

占臘民（1976-）,男,湖北黃岡人,副教授,主要研究方向為電調濾波器和電子材料與器件。

ZHAN La-min was born in Huanggang,Hubei Province,in 1976.He is now an associate professor.His research interests include electric tunable filters and electronic materials and device.