并聯混合有源電力濾波器的參數設計及仿真

紀哲夫

（深圳供電局,廣東深圳 518000）

0 引 言

隨著工業應用中電力電子設備和家庭負載的不斷增多,電網尤其是配變低壓側的諧波成分非常多,嚴重影響了供電系統的安全、可靠運行。因此電力系統諧波作為衡量電能質量的一項重要指標,對電網質量的研究有著十分重要的意義,引起了各國學者的廣泛關注。

電網的諧波治理通?？煞譃椤盁o源濾波”及“有源濾波”兩種。“無源濾波”結構簡單、設備投資少、運行費用低且維護方便,但存在一些無法根治的缺點,如:只能濾除特定次諧波,電網參數變化和電網背景諧波電壓過大都將導致系統發生串并聯諧振,放大諧波電流而燒毀濾波裝置等。而“有源濾波”則能對變化的各次諧波和無功進行動態跟蹤補償,同時補償特性受電網阻抗和頻率變化的影響小,還能抑制閃變,改善三相系統的電壓對稱性,阻尼電壓諧波放大等,從而增強了電力系統運行的穩定性。因此自有源濾波器思想提出以來,就被予以了高度的重視,出現了多種應用于不同情況的拓撲結構和檢測、控制算法[1-6]。但單一的有源濾波器(APF)成本較高,功率損耗較大,容易受到系統電壓等級以及容量的限制,想在電力系統中完全取代PPF還不太現實。將APF和PPF結合在一起構成混合型電力濾波器(HAPF),一方面克服了單獨使用APF和PPF的不足;另一方面可以有效降低成本和容量,具有良好的性價比,代表著目前有源濾波技術的一種發展趨勢?；旌嫌性礊V波器大致可分為串聯混合有源濾波器和并聯混合有源濾波器。前者主要用來濾除電網的諧波電壓,而且需要通過耦合變壓器串聯在電網中,維護不易;正常工作時,負載的基波電流全都流過變壓器,造成裝置容量較小,限制了其工程實用性,現已逐漸被并聯型混合有源濾波器所取代。故本文主要針對并聯型混合濾波器的結構、濾波特性和控制策略進行介紹,在此基礎上提出一些參數選擇方法并用SIMULINK建立仿真模型對所選參數和控制策略的有效性進行驗證。

1 并聯混合有源電力濾波器拓撲結構

隨著混合有源電力濾波器研究的深入,最早提出的一些拓撲原型都有了一定程度的變化,以克服某些方面的不足,獲得更好的濾波性能。本文研究的并聯混合有源電力濾波器的結構如圖1所示,這是一種新型的拓撲結構,它將有源濾波器與無源濾波器通過耦合變壓器串聯后再并聯接入電源和非線性負載之間,以阻止諧波電流流入電網中。電流互感器和數字控制器實時采樣電流后,進行諧波分析計算并產生電壓型PWM逆變器的開關信號,控制逆變器產生與檢測電流中諧波分量成比例的電壓,再通過耦合變壓器、無源濾波器和電網阻抗產生與諧波電流大小相等、相位相差180°的補償電流注入電網,以達到補償諧波、凈化電網的目的。

拓撲中的無源濾波器一般由多個單調諧LC濾波器并聯而成,用來濾除電網中的主要次諧波和補償無功。有源濾波器僅對占少部分的其他次諧波進行動態補償,主要起抑制無源濾波器和電網阻抗、負載阻抗之間的串并聯諧振,改善總體濾波效果的作用,從而減小了有源濾波器的容量,簡化了其結構設計。另外,無源濾波器對基頻呈高阻抗,使大部分基波電壓降在無源兩端,有源濾波器的功率器件只承受很低的電壓,這減小了有源部分的耐壓要求。因此,這種結構方式更適合高壓、大功率的應用場合;對低壓,小功率的電力系統進行濾波時,可去掉耦合變壓器,同樣可達到理想的濾波效果,還進一步降低了成本[7]。

圖1 并聯混合有源電力濾波器結構

2 控制策略選擇

通過電能質量動態監測裝置的實地測量可以發現,電網中電壓波形一般畸變較小,滿足國家相關要求;而電流波形卻畸變較大,嚴重影響電力系統的安全穩定運行[8]。因此,大部分有源濾波實際應用中都是對電流諧波進行補償的。文中介紹的并聯混合有源濾波器通過采用合適的逆變器控制策略,能夠很好地達到這個目的。考慮到濾波的總體性能和系統的穩定性,整個控制策略可分為2個部分,下面分別介紹。因為耦合變壓器主要起放大PWM逆變器的輸出和絕緣的作用,并不影響電路結構。為了簡化分析過程,這里假設變壓器的變比為1:1;且有源電力濾波器為理想受控源,不考慮數字控制器和開關器件的延時。

2.1 抑制負載諧波電流的控制策略

抑制諧波電流的控制策略一般有3種:

(1)檢測濾波器支路電流iCh,控制有源濾波器輸出電壓(UC=KiCh);

(2)檢測負載諧波電流iLh,控制有源濾波器輸出電壓(UC=KiLh);

(3)檢測電網諧波電流iSh,控制有源濾波器輸出電壓(UC=KiSh)。

策略(1)等效于通過控制有源電力濾波器對諧波呈現為負阻抗特性,來減小濾波器支路的等效諧波阻抗,而電網支路的等效諧波阻抗不變;策略(2)等效于加大電網支路的諧波阻抗,同時減小濾波器支路的諧波阻抗。雖然這兩種方法在一些理想情況下可以得到很好的濾波效果,但它們都無法從根本上抑制無源濾波器和電網阻抗發生串并聯諧振時對諧波電壓和諧波電流的放大[9],因此本文采用控制策略(3)。

假設有源濾波器的輸出為受控電壓源UC,諧波源看作電流源iLh。其中ZS為電源阻抗,ZF為LC濾波器的總阻抗。則并聯有源混合電力濾波器的單相電氣模型如圖2所示。當僅考慮對負載諧波電流iLh進行補償,且僅考慮補償諧波電流時,單相電氣模型可簡化為圖3所示。

圖2 并聯混合有源濾波器單相電氣模型

圖3 僅考慮補償諧波電流時的單相電氣模型

若控制有源濾波器輸出電壓UC=KiSh。則由基爾霍夫電壓和電流定律可得:

由式(1)和(2)可以得到策略(3)的控制模型和等效電路圖,分別如圖4、圖5所示。

圖4 策略3的控制模型

圖5 并聯混合有源濾波器的單相等效電路圖

由圖5所示可得iSh的表達式如下:

由式(3)可以看出,策略(3)等效于在電網中串聯了一個等效電阻K,增大了電網諧波阻抗,而濾波器支路諧波阻抗不變,從而削弱了電網支路的分流能力,使諧波電流更多的流入濾波器支路,達到濾除諧波的目的。K值越大,濾波效果越好;理論上當K無窮大時,電網電流中將不含諧波;另外,K還能阻尼ZF和ZS發生串并聯諧振,抑制電網參數變化、無源濾波器失諧等對濾波效果產生的不良影響[10]。因此,策略(3)是一種理想的控制方法。

2.2 直流側電容電壓穩定的控制策略

并聯混合有源電力濾波器實質上相當于補償電流發生器,為了保證其有良好的跟隨性能,必須將有源逆變器直流側電容電壓控制在一個穩定的范圍之內。獲得穩定直流電壓的常用方法有兩種:一種是通過調壓器和整流電路為直流電容提供一個單獨的直流電源,這種方法雖然能夠達到目的,但需要另外設計一套電路,增加了整個系統的復雜程度以及成本和損耗。另外一種方法為利用變流器本身來完成能量轉換,從交流側吸收能量給直流電容充電,簡單易實現。本文即采用此方法,其原理是:實時檢測濾波器支路的基波電流,控制有源電力濾波器產生與基波電流方向相同或相反的基波電壓,來實現主動地控制有源電力濾波器從電網吸或向電網釋放有功功率。有源電力濾波器產生的基波電壓的大小通過直流側電壓的實際值偏離設定值的誤差大小來決定,其控制原理圖如圖6所示。

圖6 直流側電壓控制原理圖

圖6中,Gh為基波電流檢測環節,EDC*為給定的直流側電容電壓,EDC為實際的電容電壓,它們之間的差值△EDC擴大Kp倍后,與濾波器支路的基波電流iCF相乘,作為控制直流側電容電壓穩定的控制信號。

3 參數設計

并聯混合有源電力濾波器是一個復雜的電力電子設備,各部分的參數設計不僅關系著自身工作性能的好壞,還對其他組成部分的性能和總的濾波效果有著重要的影響,因此需要綜合多方面進行考慮。根據系統的結構,其參數設計大致可分為無源濾波器的參數設計,開關紋波濾波器的參數設計、直流側電容的參數設計以及耦合變壓器的參數設計四個部分,下面分別介紹。

3.1 無源濾波器的參數設計

無源電力濾波器的設計應遵循以下三條原則:

(1)對電網主要諧波呈現為低阻抗;

(2)對基波呈現為高阻抗;

(3)在滿足前兩條原則的前提下,盡可能降低成本。

單調諧無源濾波器是利用電感、電容的串聯諧振原理構成的。濾波器對n次諧波的阻抗為

其中,w1為基波角頻率,濾波器的諧振頻率為

另外,單調諧濾波器品質因數的定義為

單調諧無源濾波器的品質因數是一個非常重要的參數。濾波器對于調諧頻率的諧波阻抗與其品質因數Q成反比,即Q越大,阻抗越小,其阻抗的頻率響應曲線越尖銳,頻率選擇性越好。但是,濾波器對于參數的變化會越敏感,一旦失諧,其性能將會變化很大,而且一旦無源濾波器和電網發生串、并聯諧振,諧波放大的程度也越大。因此,濾波器的品質因數不能取得太大,也不能取得太小,工程上一般取10～40。

本系統是利用逆變器自身來完成能量轉換的,從交流側獲得能量轉換到直流側,因此必須使得流過無源濾波器的基波電流流向逆變器直流側提供的有功功率大于需要補償的諧波容量,這樣才能維持直流側電容電壓穩定,而且基波電流越大直流側電壓越穩定,動態響應越快,但是由于無源支路電阻的存在,損耗也越大。這就要求在保證諧振頻率的基礎上,合適地選擇L、C、R的值,使流過無源的基波電流滿足要求。

因為系統中采用的是二極管不可控整流負載,產生的主要次諧波為 5、7、11、13、17、19 次諧波 。故無源濾波器采用5次、7次單調諧濾波器和高通濾波器并聯而成。加高通濾波器主要是因為5、7次無源濾波器對高次諧波的阻抗較大,濾波效果受到影響。

綜合考慮以上要求,文章 L5、C5、R5和 Q分別取6.77 mH 、60 μ F 、0.08 Ω、10;L7 、C7 、R7和 Q 分別取 4.144 mH 、50 μ F 、0.071 Ω、10;高通濾波器 Lh、Ch和 Rh分別取 2 mH 、80 μ F 、1 Ω。

3.2 開關紋波濾波器的參數設計

逆變器輸出電壓中除了含有所需的補償電壓外,還含有逆變器開關頻率和開關頻率整數倍附近的高頻諧波。如果將這些開關紋波也注入電路中,顯然會給電網帶來新的高頻諧波污染,嚴重時還可能導致有源濾波系統本身因過流、過壓而不能正常工作,甚至毀壞。因此必須用濾波器將逆變器工作引起的開關紋波濾除。在開關紋波濾波器的參數設計中,為了保證開關紋波衰減,一般截止頻率選為開關頻率的1/5至1/10,而且要大于有源濾波器的最大補償諧波頻率。在本系統中PWM載波頻率選為12800 Hz,最大補償諧波頻率為2500 Hz,綜合考慮選擇開關紋波濾波器截止頻率為4500 Hz。根據截止頻率還不能確定 Lr、Cr的大小,還要考慮 Lr、Cr的分壓,這決定了逆變器的帶負載能力。因為Cr與Zs+Zf(無源濾波器阻抗)并聯,則需要XCr遠大于Zs+Zf,而Lr與 Zs+Zf串聯 ,則 需要 XLr遠小于 Zs+Zf。為使Lr、Cr諧振頻率附近的諧波不被開關紋波濾波器過度放大的現象,需要在濾波電容支路串聯一個電阻,抑制諧振的產生。

綜合以上要求,開關紋波濾波器L、C、R參數選擇為 0.4 mH 、5 μ F 、1 Ω。

3.3 直流側電容的參數選擇

為了保證并聯混合有源電力濾波器輸出預定的電壓,電壓型逆變器的直流側電容電壓必須保持恒定。為了減小直流側電容電壓的波動,直流側電容必須有一定的容量要求。當直流側電壓一定時,電容值越大,越有利于電容電壓的穩定。但還需考慮成本、體積等問題,進行合理選擇。

工程實踐中確定電容量的主要依據是限制逆變器工作在最低輸出頻率和額定輸出電流時直流電壓的低頻脈動率。所需濾波電容量可按工程經驗公式計算:

式中,I為逆變器的額定輸出電流均方根值;Ud為直流電壓平均值;fmin為逆變器的最低輸出頻率;σ為允許的直流電壓頻率低峰值紋波因數;Kφ為負載位移因數角φ有關的系數。

從有源濾波器的原理可知,直流側電容電壓越大,則逆變器輸出諧波電壓幅值越大,補償效果越好。但是在給直流電容充電時,逆變器實際工作在整流狀態,還應考慮動態響應速度和濾波器支路基波電流這兩個因數?？梢娭绷鱾入娙蓦妷哼x擇有著嚴格限制,不能過高。通過研究發現,電容電壓選定在1000 V以下是合適的,這里選擇1000 V作為直流側電容電壓,由式(7)得出電容值選擇10000 μ F較為合適。

3.4 耦合變壓器的參數選擇

在耦合變壓器容量足夠且磁芯未飽和時,變壓器變比是影響濾波效果最重要的參數。一方面由于等效阻抗K的大小是由直流側電容電壓、逆變器的放大倍數和變壓器變比決定的。對特定次諧波,無源濾波器阻抗較小,K值影響不大;但是對非特定次諧波,無源阻抗較大,要改善濾波效果必須增大K值,而當直流側電容電壓值確定時,逆變器對K值的增大作用有限,因此變壓器的變比對濾波效果至關重要。理論上變壓器變比越大濾波效果越好,但是K處于閉環控制系統之內,取值太大容易使系統不穩定,基波附近的諧波(25 Hz、75 Hz和100 Hz)將被放大的更多,反而使濾波效果變差[10]。另一方面,變壓器的變比也和有源部分的容量密切相關?；旌喜⒙撚性礊V波器利用無源部分承受大部分基波電壓來降低有源部分的耐壓等級。但是無源濾波器對基波總有一個阻抗,不可能無窮大。在低壓時,由于產生的基波電流很小,對容量影響不大;但是在高壓時,將產生一個不小的電流,通過變壓器耦合后,這個基波電流放大數倍(和變壓器變比有關)后,流入逆變器,使有源濾波器的容量增大。因此需要綜合考慮這兩方面,合理選擇變壓器變比。

因為變壓器流過的電流主要用于保持逆變器直流側電容電壓恒定的基波電流和各次諧波電流,所以變壓器的容量可用下面公式進行簡單估算。

式中,UT1和 ITI為分別流過變壓器的基波電壓和電流的有效值;UTn和ITn為二極管不可控整流負載產生的n次諧波電壓和諧波電流的有效值。

此外,耦合變壓器的漏感設計得越小越好。變壓器的漏感越小,損耗越小,變壓器的頻率特性也越好,同時,也有利于有源濾波器容量要求的降低。

綜合以上所述,變壓器變比為1200:4800,容量取為100 Mvar。

4 仿真結果

根據前面所述的控制策略和參數選擇原則,用SIMULINK搭建仿真模型。圖7是主電路的仿真框圖;圖8是控制部分的仿真框圖。

圖7 主電路仿真框圖

圖9和圖10分別是僅投無源濾波器和投入混合濾波器兩種情況下的電網電流波形和頻譜分析圖。

圖9 僅投無源濾波器時的電網電流波形和頻譜圖

圖10 投混合濾波器時的電網電流波形和頻譜圖

5 結 論

從仿真結果可以看出,當僅投入無源濾波器時,電網諧波電流的THD從40%降為14%,投入有源濾波器后,THD降為3%左右,這說明了有源濾波器確實能改善整體濾波效果,同時也證明了所采用的控制策略和所選參數的有效性。文中所設計的混合有源電力濾波器結構較為簡單,控制方法易于實現,非常適合應用于工程實踐中。

[1]Fujitia H Akagi H.The Unified Power Quality Conditioner:The Intergration of Series and Shunt Filter[C].Proceedings of PESC'1996:494-501.

[2]Gyugyi L,Strycula E C.Active AC Power Filters[C].Proceedings of IEEE/IAS Annual Meeting,1976:529-535.

[3]Hirofumi Akagi,Edson Hirokazu Watanabe,Mauricio Aredes.Instantaneous Power Theory and Applications to Power Conditioning[M].IEEE Press.

[4]Take M,Ikcda K,Teramoto A,etal.Harmonic Current and Reactive Power Compensation with an Active Filter[C].IEEEE-PESC,1998,1174-1179.

[5]Peng F Z,Akagi H,Nabae A.A New Approach to Harmonic Compensation in Power System[C].IEEE IAS Conference Record,1988:874-880.

[6]Fujita H,Akagi H.A Practical Approach to Harmonic Compensation in Power System-Series Connection of Passive and Active Filters[C].IEEE IAS Annual Meeting Conference Record,1990:1107-1112.

[7]武 健,何 娜,徐殿國.無變壓器型并聯混合有源濾波器設計及應用[J].中國電機工程學報,2008,28(12):88-94.

[8]謝明磊,丘東元,張 波.分布式多路動態諧波檢測裝置的原理和實現[J].電氣應用,2008,12:81-86.

[9]王莉娜.廠礦企業配電網諧波治理控制策略和工程應用研究[D].長沙:中南大學信息科學與工程學院,2003.

[10]賈 煜.新型混合型大功率有源電力濾波器控制方法及裝置的研究[D].長沙:湖南大學,2007.