雙電壓環(huán)瞬時(shí)值反饋電壓型逆變器研究

張延晶,亓迎川,王 杰,賈月穎

(1.空軍雷達(dá)學(xué)院研究生管理大隊(duì),湖北 武漢 430019;2.空軍雷達(dá)學(xué)院 5系,湖北 武漢 430019;3.河北博野中學(xué),河北 保定 071300)

0 引 言

為了實(shí)際輸出電壓幅值的無(wú)靜差跟蹤,當(dāng)前應(yīng)用較多且技術(shù)比較成熟的是平均值反饋,即將逆變器正弦波輸出通過(guò)取樣整流為直流信號(hào)與給定的幅值信號(hào)比較,形成控制誤差,再將這一誤差調(diào)制到正弦信號(hào)上,形成交流控制信號(hào),控制逆變器工作。它實(shí)際上是用直流控制的方法完成對(duì)交流輸出的控制,其典型的控制是PI調(diào)節(jié)控制。這種控制方式優(yōu)點(diǎn)是控制器設(shè)計(jì)有一套成熟的控制理論指導(dǎo),調(diào)節(jié)器設(shè)計(jì)容易,但缺點(diǎn)是控制回路無(wú)法對(duì)波形質(zhì)量進(jìn)行校正,輸出正弦波的波形質(zhì)量完全取決于輸出L-C濾波器的參數(shù),在對(duì)波形質(zhì)量要求較高時(shí),輸出L-C濾波器數(shù)值大,特別是在非線(xiàn)性負(fù)載條件下,由非線(xiàn)性負(fù)載帶來(lái)的各次諧波成分完全反映在輸出電壓波形上,將使正弦波嚴(yán)重失真[1];隨著逆變器并聯(lián)、風(fēng)能和太陽(yáng)能等新能源發(fā)電并網(wǎng)技術(shù)的出現(xiàn),人們對(duì)逆變器輸出波形質(zhì)量和實(shí)時(shí)調(diào)控特性要求越來(lái)越高[2],傳統(tǒng)控制方法不能滿(mǎn)足工作要求。為了解決這一問(wèn)題,有學(xué)者提出了滯環(huán)跟蹤瞬時(shí)值控制[3]、鎖相跟蹤瞬時(shí)值控制[4]、采用重復(fù)控制器的瞬時(shí)電壓反饋控制等方法。這些控制方式在實(shí)際控制系統(tǒng)的設(shè)計(jì)上都有應(yīng)用,但也還有一些問(wèn)題需要解決,例如滯環(huán)跟蹤瞬時(shí)值控制的一個(gè)缺點(diǎn)是逆變器工作頻率不固定,給輸出濾波器設(shè)計(jì)帶來(lái)困難;鎖相跟蹤瞬時(shí)值控制的缺點(diǎn)是系統(tǒng)動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度較慢、相位跟蹤精度較低;重復(fù)控制瞬時(shí)值電壓反饋控制的缺點(diǎn)是重復(fù)控制器的穩(wěn)定性設(shè)計(jì)較困難,而且重復(fù)控制器的設(shè)計(jì)必須以犧牲跟蹤精度換取系統(tǒng)的寬負(fù)載穩(wěn)定范圍[5]。本文在雙閉環(huán)瞬時(shí)值控制結(jié)構(gòu)的基礎(chǔ)上,通過(guò)電壓外環(huán)采用PR交流調(diào)節(jié)器,實(shí)現(xiàn)對(duì)系統(tǒng)基頻率交流信號(hào)的適時(shí)跟蹤和調(diào)控;內(nèi)環(huán)在反饋通道上引入高通濾波器,可有效地抑制由死區(qū)和非線(xiàn)性負(fù)載引起的高次諧波[8],使LC濾波器的參數(shù)取值較小,輸出波形正弦度較高。仿真和實(shí)驗(yàn)表明,該方案可實(shí)現(xiàn)對(duì)交流系統(tǒng)的實(shí)時(shí)調(diào)控和跟蹤,有效提高對(duì)非線(xiàn)性負(fù)載的帶載能力;對(duì)逆變器并聯(lián)、并網(wǎng)具有實(shí)際應(yīng)用價(jià)值。

1 理論分析

1.1 PR調(diào)節(jié)器設(shè)計(jì)

交流控制系統(tǒng)的輸入為交流信號(hào)。交流控制系統(tǒng)實(shí)際上是將直流系統(tǒng)的工作頻點(diǎn)從零頻率點(diǎn)搬到某一頻率點(diǎn)ω=ω0的控制系統(tǒng)[6,7]。PR交流調(diào)節(jié)器則是通過(guò)將PI調(diào)節(jié)器由旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系轉(zhuǎn)換到靜止坐標(biāo)系得到,即：

G AC(s)為交流調(diào)節(jié)器傳遞函數(shù);G DC(s)為直流調(diào)節(jié)器傳遞函數(shù)。

G DC的PI的傳遞函數(shù)為：

式中,k′p為比例系數(shù);k i為增益系數(shù)。

將式(2)代入式(1)得PR交流調(diào)節(jié)器的傳遞函數(shù)：

式中 ,k p=2k′p;k i同式(2);ω0為交流系統(tǒng)工作頻率或稱(chēng)為諧振頻率。因此這種調(diào)節(jié)器稱(chēng)為P+resonant(簡(jiǎn)稱(chēng)PR)調(diào)節(jié)器。

式(3)是傳統(tǒng)的PR調(diào)節(jié)器傳遞函數(shù)。其主要缺點(diǎn)是頻帶過(guò)窄,難以在實(shí)際中推廣應(yīng)用。為克服上述缺點(diǎn),提出一種改進(jìn)型PR調(diào)節(jié)器以直流調(diào)節(jié)器中疊加有高頻成分,即：

式中 ,ωc為截止頻率 ,且 ωc=ω0。

將式(4)代入式(1)得到改進(jìn)的PR交流調(diào)節(jié)器的傳遞函數(shù)：

圖1是式(5)的PR調(diào)節(jié)器伯德圖,PR交流調(diào)節(jié)器在頻率點(diǎn)ω0處有較大增益,實(shí)現(xiàn)了系統(tǒng)由零頻率點(diǎn)向系統(tǒng)工作頻率 ω0處的轉(zhuǎn)移,對(duì)系統(tǒng)頻率為 ω0的交流信號(hào)實(shí)現(xiàn)無(wú)誤差跟蹤和快速調(diào)節(jié)。

圖1 ω0=400 Hz時(shí),PR調(diào)節(jié)器的幅頻曲線(xiàn)

1.2 高通濾波器設(shè)計(jì)

SPWM調(diào)制逆變器中,由死區(qū)和非線(xiàn)性負(fù)載引起的高次諧波的抑制,通常完全靠輸出LC濾波器承擔(dān)。理想情況下,LC濾波器的截止頻率可以取在Nω0附近,因?yàn)轭l率調(diào)制比一般取值較大,故 LC濾波器的參數(shù)可取比較小的值,但實(shí)際上為了抑制由死區(qū)和非線(xiàn)性負(fù)載帶來(lái)的各次諧波,以保證輸出電壓的正弦度,LC濾波器的截止頻率只能取5～10倍左右。增大了L、C參數(shù),對(duì)于單相逆變器通常還要設(shè)置三次諧波陷波電路。為了減少低次諧波,設(shè)計(jì)了一種高通濾波器。利用濾波器輸出的高次諧波加入抑制環(huán)節(jié)消除逆變器輸出諧波。圖2(a)是電路結(jié)構(gòu)圖。為此設(shè)計(jì)高通濾波器的下限頻率為2ω0。本文中設(shè)計(jì)系統(tǒng)交流工作頻率為400 Hz,則高通濾波器的下限頻率為800 Hz,高通濾波器的傳遞函數(shù)為：

圖2(b)是式(6)的幅頻特性曲線(xiàn)(ω0=400 Hz)。由圖可知,它對(duì)低頻信號(hào)的抑制能力較強(qiáng)。

圖2 高通濾波器結(jié)構(gòu)和幅頻特征

2 系統(tǒng)建模與分析

由圖2(a)得到系統(tǒng)的控制框圖如圖3所示。

圖3 系統(tǒng)控制原理圖

由圖3得到：

令：

在理想情況下,D 1(s)=1、D 2(s)=0時(shí),輸出電壓U0可實(shí)現(xiàn)無(wú)誤差的完全跟蹤U R,且具有抗負(fù)載電流擾動(dòng)的能力。實(shí)際系統(tǒng)中,U R為單一基頻參考信號(hào),G AC(ω0)→∞、H PS(ω0)≈0、L 和C 的值很小,使得D1(jω0)≈1 、D2(jω0)≈0,實(shí)現(xiàn)了對(duì)參考基頻 ω0信號(hào)的無(wú)誤差跟蹤。但負(fù)載電流I R中還含有諧波分量,G AC(jnω0)≈0會(huì)使D2(jnω0)值較大,引起輸出電壓的諧波畸變。通過(guò)引入高通濾波器 H PS(jnω0)≥30 dB,使D 2(jnω0)≈0;抑制負(fù)載諧波電流引起的輸出電壓諧波畸變,提高系統(tǒng)對(duì)非線(xiàn)性負(fù)載的適應(yīng)能力,系統(tǒng)既實(shí)現(xiàn)了零穩(wěn)態(tài)誤差輸出,也提高了諧波抑制能力。

3 仿真和實(shí)驗(yàn)分析

以115 V/400 Hz,1.5 k W單相逆變器為仿真和實(shí)驗(yàn)對(duì)象,運(yùn)用MATLAB/SIMULINK軟件進(jìn)行仿真,利用TI公司DSP芯片TMS320LF2407A實(shí)現(xiàn)調(diào)節(jié)器和高通濾波器的數(shù)字化,并通過(guò)實(shí)驗(yàn)對(duì)上述方案進(jìn)行驗(yàn)證;其中 k p=6、k i=100、ωc=5 rad/s,取 LC 濾波器的截止頻率為3 600 Hz,濾波電感電容取值分別為L(zhǎng)=0.5 mH 、C=4μF;采用SPWM 進(jìn)行控制,載波頻率 fc=16 k Hz,采樣頻率 ft=20 k Hz,輸入電壓170 V。

仿真和實(shí)驗(yàn)波形如圖4和圖5所示,仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果一致,線(xiàn)性負(fù)載情況下,實(shí)現(xiàn)了對(duì)交流參考信號(hào)的良好跟蹤,輸出波形質(zhì)量較高。在非線(xiàn)性負(fù)載情況下,穩(wěn)態(tài)誤差略大,但與傳統(tǒng)控制方法相比有很大改善。對(duì)于線(xiàn)性、非線(xiàn)性負(fù)載,該方案均具有優(yōu)良的輸出波形質(zhì)量和良好的控制效果,證明該理論的正確性和該方案的合理性。

4 結(jié) 論

本文提出的雙環(huán)瞬時(shí)值新型控制方法通過(guò)引入PR交流調(diào)節(jié)器進(jìn)行交流系統(tǒng)的直接調(diào)控,改進(jìn)了傳統(tǒng)的采用直流方法對(duì)交流系統(tǒng)的調(diào)控,取得了良好的調(diào)控效果;通過(guò)反饋通道引入高通濾波器提高了系統(tǒng)的諧波抑制能力,減小了濾波器的體積;通過(guò)仿真和實(shí)驗(yàn)表明：線(xiàn)性和非線(xiàn)性負(fù)載情況下,輸出波形都具較高質(zhì)量。該方案簡(jiǎn)單實(shí)用,對(duì)逆變器并聯(lián)、新能源并網(wǎng)技術(shù)具有較強(qiáng)的實(shí)際應(yīng)用價(jià)值。

圖4 仿真波形圖

圖5 實(shí)驗(yàn)波形圖

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