IEEE802.11a的OFDM基帶調制的FPGA實現

郭繼經，李曉飛，張國棟

（1.南京郵電大學 通信與信息工程學院，江蘇 南京 210003；2.兗礦國泰化工有限公司 機電部，山東 滕州 277527）

1 引言

802.11 從初期的直接序列擴頻衍生到802.11a的在5.8 GHz提供54 Mbit/s的傳輸速率，采用OFDM調制方式。802.1b（即高速無線網路或Wi-Fi標準）工作在2.4 GHz頻段采用DSSS技術，傳輸距離有所提高。雖然802.11x一直在更新擴展，目前已經到IEEE 802.11k，但基本上是在上層進行較大的支持和改動，主要是針對安全性以及QoS、基站互聯性等上層協議的支持。物理層基本上還是保持802.11a的設計規則，因此有必要對802.11a物理層基帶的工程實踐進行細致研究。

2 發送端的OFDM調制原理及FPGA實現

傳統的單載波傳輸系統是一種串行傳輸，它允許每個串行符號占用整個單載波信道的有效帶寬。并行傳輸在某一時刻多個數據序列同時傳輸，在這種系統中單個數據一般只占用整個頻帶的一部分，傳統的并行傳輸技術中采用濾波器進行徹底的子帶劃分，這和傳統的OFDM思想是一致的。這種劃分的缺點在于每個子帶的帶寬實際上是 （1+a）F，F為Nyquist帶寬，a是滾降系數，當數據量很大時很難找到一組匹配的濾波器。而另一種子帶的劃分是通過離散傅里葉變換在基帶進行處理，這種方法大大提高了頻譜的有效利用率，從而使上千個子載波的調制在實際中可行。OFDM符號的數學表示方式如下

式中：N 為子載波數目 （N=64），am，k為子載波的調制系數，T為OFDM符號的時長 （包括循環前綴0.8 μs和FFT符號寬度3.2 μs），T0為一個OFDM符號的周期長度（不包括循環長度）3.2 μs，f0=（f0為子載波的寬度）。

OFDM的調制原理如圖1所示。

2.1 PLCP幀結構成形

圖1 OFDM調制的原理結構圖

物理層將MAC層傳遞過來的數據經過一系列的組裝處理，將數據封裝成PPDU幀格式，詳細內容參見802.11a標準協議的17.3節。

圖2 PPDU幀結構

整個數據是分3路并行處理，在最后階段組裝銜接成基帶信號。數據幀的具體組裝流程如圖3所示。

圖3 數據幀的組裝流程

兩個訓練序列由于在每組PPDU幀里是一樣的，所以不采取實時計算生成的方法來產生訓練序列，訓練序列（S為短訓練序列，L為長訓練序列）是由以下兩個序列通過IFFT變換以后經過周期拓展加窗得到的：

總的訓練序列長度為10個短訓練加2個長訓練序列總共為（10×0.8）＋（2×0.8＋2×3.2）μs=16 μs，所以總的訓練序列是由變換得到的序列中分別截取161個樣點組成的，只要將322個樣點制表放入ROM即可，在組幀的時候直接查表讀出。具體數值可以參見802.11a標準協議的附錄G.3。

另外兩路并行處理的數據是SIGNAL符號和MAC層傳遞來的PSDU，而PSDU這部分數據對于OFDM調制來說才是真正的有效載荷數據。

SIGNAL符號首先是由24 bit指示信號組成其中的LENGTH，用來指示MAC層請求PHY要傳遞的PSDU所包含8進制數的數目，范圍從 1～4095（212-1）；RATE指示后續數據包（DATA域）所采用的映射方式和編碼速率，編碼速率和映射方式是相關聯的，映射方式的選取依靠編碼速率，而采用怎樣的編碼速率是由MAC層根據信道情況以及數據本身的非固定速率進行一些自適應調整決定的，這些處理過程都屬于上層協議，在此不予討論。SIGNAL的數據將以BPSK的方式映射，并經過R=1/2的卷積編碼、交織、導頻插入及IFFT變換，SIGNAL符號的傳輸速率為6 Mbit/s。值得注意的是SIGNAL符號不參與擾碼過程。

而PSDU數據前部需要加入SERVICE數據，總共16 bit，規定前 7 bit為“0”，SERVICE 數據最先傳遞，用于接收端的同步和解擾碼器的初始化。剩余的9 bit為保留位，全部置0。Tail為6 bit的“0”，用于將卷積編碼器狀態回到“0狀態”，不過這個過程將會增加卷積譯碼器的錯誤概率，由于卷積碼前后相關的特性，譯碼器當前bit的譯碼和后續bit有關，因此PLCP的Tail將會用沒有參與擾碼的 6 bit“0”代替擾碼過的 6 bit“0”，即這 6 bit“0”不參與擾碼。而PAD位是為了將整個DATA域的數據bit正好是NDBPS（每個OFDM符號承載的總的數據bit）的整數倍而需要填充的bit，這樣就可以方便地將整個DATA數據分成NSYM個OFDM符號。NPAD的計算公式

其中Function（x）為取大于其變量x的最小正整數的函數。

2.2 FPGA實現

系統采用的時鐘頻率為 40 MHz（（（NDBPS=96）/48）×（1/（4 μs/80））=40 MHz）， 子載波波特率為 20 Mbit/s，因此采用40 MHz就可以達到系統要求。RATE直接來自于上層MAC的控制信號，在此不考慮速率的自適應變換，因此DATA域直接采用R=1/2的卷積編碼，16QAM調制，數據速率為24 Mbit/s，所以NBPSC=4，NDBPS=96，NCBPS=192。 RATE 填充 bit為“1001”，LENGTH 是 MAC 層傳遞的信號，是一個變量。

PSDU數據首先得通過一個FIFO進行緩存，由于DATA域結構特點的原因，FIFO緩沖器結合計數器直接組裝成DATA，具體的結構如圖4所示。

FIFO緩沖器采用8位寬，深度選為1024即可滿足要求， SEVICE直接將前16 bit填充為“0”bit（地址0和1），然后直接從地址2開始寫入MAC層傳遞來的數據PSDU，一直到地址LENGTH+1，尾部填上6 bit的“0”當作Tail位，地址 LENTH+2的 8 bit直接全部填“0”為Tail位，因為后面肯定要補充PAD位 （填充為“0”）。所以只要讀出的數據直接參與擾碼，卷積編碼后按照24 Mbit/s速率所要求的NCBPS=192分割成組，按照16QAM將其映射成48個子載波，插入導頻時同樣需要一個緩沖器。由Quartus II綜合生成的頂層模塊如圖5所示。

圖4 DATA組幀示意圖

SIGNAL符號的處理和DATA域基本相同，只是不參與擾碼，并且只有一個符號，而訓練序列是讀ROM的過程，篇幅所限，不再贅述。

3 仿真結果

按照上述方案，用Xilinx公司的ISE9.1開發環境Verilog硬件描述語言描述其硬件結構，并用Modelsim進行邏輯仿真，最后在FPGA硬件調試成功，器件選用Xilinx公司Spartan3E系列中的XC3S500E。輸入的測試數據是突發形式，仿真輸出的波形如圖5所示，從中可以看出系統能夠應對數據的突發方式，并且在數據指示位無效時，后續模塊不參與運算，這對系統降低功耗非常重要，并在下個突發包到來時能夠及時蘇醒。

圖5 仿真輸出波形圖

將FPGA輸出的數據導入Matlab作一些必要的觀察，圖 6，7是其星座圖和功率譜圖，星座圖中（36，36），（-36，-36），（0，0）點是導頻和保護間隔的星座映射點，其他點都是16QAM映射。功率譜是取21個符號作256點的FFT變換疊加得到的，之所以會出現許多梳狀是因為64個樣點沒經過插值，旁瓣在加窗后就可以得到更好的衰減，不過在定時準確的前提下不影響數據的解調，由于OFDM的正交性以及數字信號處理方法都是基于時域頻域抽樣，因此只要抽樣點定時準確，就可以完整地解調出數據來。

圖6 星座圖映射

圖7 功率譜圖

4 小結

經過多次的測試和優化，使用Xilinx ISE9.1編譯綜合后，802.11a基帶調制部分的資源耗費情況如表1所示。基于流量控制、突發傳輸的OFDM調制器設計所占的FPGA資源情況還是令人滿意的。

表1 FPGA資源耗費情況表

OFDM調制技術在無線通信領域的應用越來越廣泛，并且成為第四代移動通信的核心技術。802.11a是IEEE針對小范圍無線通信制定的一種標準，它在針對同步以及行道估計方面所做的幀結構設計具有良好的性能表現，因此在工程上設計實現802.11a具有現實意義，對OFDM調制在其他無線通信場合中的應用也有借鑒作用。

[1]IEEE Std 802.11a-1999（Supplement to IEEE Std 802.11-1999）Part 11∶Wireless LAN Medium Access Control（MAC）and Physical Layer（PHY）specifications∶High-speed Physical Layer in the 5 GHz Band[S].1999.

[2]張海濱.正交頻分復用的基本原理與關鍵技術[M].北京：國防工業出版社，2006.

[3]LOUIS L，MICHAEL P.The principles ofOFDM[J].RF Design，2001（1）：30-48.