一種無盲區數字信道化接收機高效結構方案研究

摘 要:利用多相濾波器組的成熟理論推導出一種高效的寬帶數字信道化接收機結構，并且結合瞬時測頻技術，可以實現多通道信號全概率適時接收的跨信道判決，避免虛假信號的產生。 利用Matlab進行了仿真測試和驗證，仿真結果證明了該實現方法的可行性和有效性。

關鍵詞:數字信道化; 多相濾波; 無盲區接收; 瞬時測頻

中圖分類號:TN911 文獻標識碼:A

文章編號:1004-373X(2010)13-0063-03

Structure of Digital Channelized Receiver without Dead Zone

DU Qiao， HE Zhi-ming

(University of Electronic Science and Technology， Chengdu 611731， China)

Abstract: An architecture of a broadband digital channelized receiver was deduced with the mature theory of DFT polyphase filter banks. The cross-channel decision for receiving the multi-channel signals with total probability at the right time can be achieved in combination with the instantaneous frequency measurement technology to avoid the 1 signal generation. The simulation testing and verification were performed with Matlab software. The simulation result indicates that the method is feasible and effective.

Keywords: digital channelization; polyphase filtering; receive without dead zone; instantaneous frequency measurement

0 引 言

軟件無線電作為未來無線通信的發展方向，吸引著國內外通信領域的科技人員對其各項關鍵技術進行全面深入的科學研究[1]。在無線電波的應用中，經常會碰到需要對多通道多模式的寬帶信號進行同步全概率截獲和識別分析，因此信道化接收技術開始收到科研人員的廣泛重視[2]。

數字信道化接收機相當于一個單輸入多輸出的網絡，由多個子信道信號采用頻分復用方式構成的寬帶信號在網絡里進行頻域均勻信道化和抽取操作，最后分別輸出單獨的子信道信號[3]。傳統的信道化技術采用多路數字下變頻(DDC)并行連結的方式，分別對每路子信道的信號進行低通濾波和抽取操作，然而，當子信道數目增多時，這種信道化方式需要的硬件成本就會成倍增加，導致系統臃腫，通用性大大降低。在軟件無線電信道化技術中，利用數字信號系統精確、靈活、造價低、速度快的優點采用數字濾波器組來實現信道的劃分，能十分有效地簡化接收設備。將每個濾波器的中心頻率對準相應子信道的中心頻率，就能將每路子信道從多路頻分復用的寬帶信號中分離出來。

數字濾波器組可以利用數字信號處理的方法在通用芯片中通過軟件的方式來實現，從而降低硬件復雜度，提高硬件平臺的靈活性和通用性。這種處理方法運算量比較大，相應的信道化接收機結構實現效率比較低，因此從算法結構上降低總運算量成為信道化結構設計的難點與關鍵。

1 多相濾波結構原理

數字濾波器組信道化接收機結構如圖1所示。圖中，本振角頻率ωk(k=0，1，…，K-1)為各個子信道的中心頻率，具體值由各信道的劃分方式決定。ωk的作用就是將第k個子信道搬移至基帶(零中頻)，然后通過N階低通FIR取濾波器h(n)抽取對應的子信道。由于濾波后的信號帶寬變為2π/D，故可以對其進行D倍抽取。但是當信道數較多，D值很大時，圖1中低通濾波器所需的階數會變得非常大，而且每個信道配一個這樣的濾波器，實現效率非常低，所以需要一種高效的信道化實現方法。文獻[3-5]中推導了一種基于多相DFT濾波器組的信道化接收機結構，其具體推導過程如下:

圖1所示的濾波器的個數(即子信道的個數)K與抽取比D滿足K=DF的關系(F為正整數)，其第k個信道的輸出為:

yk(m)={[S(n)e-jωk]*h(n)}|n=mD=

{∑N-1i=0S(n-i)e-jωk(n-i)#8226;h(i)}|n=mD=

∑N-1i=0S(mD-i)e-jωk(mD-i)#8226;h(i)=

∑K-1p=0∑N/K-1i=0S(mD-iK-p)e-jωk(mD-iK-p)#8226;h(iK+p)

式中:h(iK+p)即為h(n)的多相分支，其系數長度為M=N/K。

令:

Sp(m)=S(mD-p)，hp(m)=h(mK+p)，

p=0，1，…，K-1

則有:

yk(m)=∑K-1p=0[ ∑M-1i=0Sp(m-iF)e-jωk(m-iF)D#8226;hp(i)] ejωkp=

∑K-1p=0[ ∑(M-1)Fl=iF=0Sp(m-l)e-jωk(m-l)D#8226;hp(l/F)] ejωkp

設

h′p(l)=hp(l/F)，可得:

yk(m)=∑K-1p=0{[Sp(m)e-jωkmD]

h′p(m)}ejωkp，

k=0，1，…，K-1

設:

xp(m)=[Sp(m)e-jωkmD]h′p(m)

(1)

則有:

yk(m)=∑K-1p=0xp(m)ejωkp

(2)

圖1 數字濾波器組信道化接收機結構

2 一種無盲區數字信道化結構

本文采用如圖2所示的信道劃分方式，這樣處理的優點在于實信號輸入情況下各信道的輸出都是復基帶信號，方便了信道化輸出信號的參數提取。相鄰信道頻譜構成50%的重疊拓寬了濾波器的頻響，各信道的通帶拼接后可覆蓋整個多通道信號帶寬，消除了接收盲區，真正實現信號的全概率截獲;并且多相DFT的原型濾波器采用阻帶截止帶寬為通帶2倍的設計，這也可以大大降低濾波器階數。

這種信道劃分方式下，抽取因子D=K，ωk=(k+14)2πK=(k+14)2πD。

代入式(1)，式(2)可得:

xp(m)=[Sp(m)e-j(k+14)2πDmD]hp(m)=

[Sp(m)e-jπm2]hp(m)

yk(m)=∑D-1p=0xp(m)ej(k+14)2πDp=∑D-1p=0[xp(m)ejπ2Dp]ej2πDkp

=IDFT[ [Sp(m)e-jπm2]hp(m)ejπ2Dp] k

(3)

圖2 實信號信道劃分方式

3 信道判決

相鄰信道頻響50%重疊會使一個輸入信號同時落在兩個相鄰信道上，而產生虛假信號。一種較簡單的解決方法是可以在上述濾波器組的輸出端分別連接瞬時測頻模塊，采用一階相位差分別測出每個子信道輸出信號的瞬時頻率fk(m)，然后根據其歸一化值(fk(m)∈[-0.5，0.5]，k=0，1，…，K-1)來判決其所屬的真實信道[6]。

根據上述構想，得到基于多相濾波器組的無盲區實信號信道化接收機數學模型如圖3所示。在有信號存在的信道k上，按式(4)對信號進行信道判決:

ch_decide=k，k<0.25

D-k，k<-0.25

D-k-1，k>0.25

(4)

式中:k為瞬時測頻fk(m)對m點樣本的L次隨機實驗均值[7]，并且單個輸入信號在相鄰信道k和D-k-1上的瞬時測頻(DIFM)輸出滿足如下關系式:

k+D-k-1=0.5

(5)

圖3 一種無盲區實信號信道化接收機數學模型

所以該信號的頻率值實際上可以從這兩個相鄰信道分別檢測出來。

4 計算機仿真

對圖3中的結構進行Matlab仿真。設D=K=8，采樣速率fs=128 MHz，樣本點數為2 000，針對兩個實單頻信號x1(n)和x2(n)進行Matlab仿真，x1(n)頻率為50 MHz，x2(n)頻率為55 MHz。多相濾波器的原型低通濾波器利用Matlab中的remezord函數和remez函數確定。仿真結果如圖4所示。

圖4 輸入信號和信道的幅頻響應

由圖4可知兩個信號同時落入3#信道，x1(n)的鏡像落入5#信道，x2(n)的鏡像落入4#信道。信道3~5的DIFM輸出值如圖5所示。

圖5 信道3~5的DIFM輸出值(輸入SNR=20 dB)

由圖5可知，信道3的DIFM輸出有較大波動，說明該信道存在兩個信號，并且這兩個信號在信道3中的輸出幅度相同，但由式(4)仍然可以通過信道4，5分別得到信號x2(n)，x1(n)的準確瞬時頻率。根據式(4)和式(5)的判決方法可得x1(n)，x2(n)在信道3中的估計頻率歸一值分別為-0124 7和0187 6，理論頻率值分別為-0125和0187 5，兩值相互比較可知此時頻率估計誤差小于1‰。上述仿真結果表明，該數字信道化接收機結構可以有效地實現多通道信號的無盲區接收，并且可以分辨出落在同一個信道的兩個同時到達的信號，避免了虛假信號的產生。

5 結 語

將一種高效的數字信道化接收機結構與瞬時測頻模塊相結合，采用重疊一半多相濾波的信道化分方式，可以實現多通道信號的無盲區接收可以有效消除虛假輸出。仿真試驗的結果表明，這種接收機結構復雜度較低，具有較好的實時處理能力。而且后接的利用一階相位差分法的信道判決模塊硬件資源消耗也比較少，可以進一步深化研究如何利用數字信號處理硬件如FPGA等來實現這一技術[8-10]。

參考文獻

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