動態(tài)電壓恢復(fù)器同步基準正弦電路設(shè)計實現(xiàn)

張 嶺，谷志鋒，尹志勇

（軍械工程學(xué)院 電氣工程系，河北 石家莊 050003）

動態(tài)電壓恢復(fù)器采用電壓瞬時值比較增量檢出法檢測電壓波動和諧波分量時，同步基準正弦電路是實現(xiàn)瞬時值波形比較的必要條件。實現(xiàn)比較量和被比較量頻率相同、相位一致的高質(zhì)量標準正弦電壓電路對于動態(tài)電壓恢復(fù)器獲得良好的補償效果具有重要作用。

1 同步基準正弦電路原理框圖

同步基準正弦電源在動態(tài)電壓恢復(fù)器中的應(yīng)用有如下特點[1]：1）作為基準正弦電壓信號使用，所需功率很小，只有幾瓦；2）負載固定，不存在因負載變化對基準正弦電壓產(chǎn)生的影響。

另外，由于市電電壓經(jīng)過動態(tài)電壓恢復(fù)器補償后有較高的穩(wěn)壓精度，50 Hz波形信號的幅值變化在國標 “電能質(zhì)量電壓波動和閃變GB/T 12326-2008”[2]的±1%以內(nèi)，不會對電源的輸出電壓產(chǎn)生影響。只要對標準交流正弦基準電源設(shè)計較強的電壓反饋環(huán)，以對50 Hz波形信號的幅值變化具有較強的調(diào)節(jié)能力，就可以直接用市電電壓作為50 Hz波形信號。從而消除了采用壓控振蕩器與市電電壓進行同步鎖相而引發(fā)的鎖相過渡過程對瞬時值波形比較法產(chǎn)生的不穩(wěn)定影響[3-4]，實現(xiàn)的原理框圖如圖1所示。

圖1 同步基準正弦電路原理框圖Fig.1 Block diagram of synchronous reference sinusoidal circuit

2 同步基準正弦電路的設(shè)計實現(xiàn)

2.1 模擬、數(shù)字部分電路設(shè)計

交流50 Hz波形采用降壓變壓器直接從經(jīng)過補償?shù)呢撦d電壓上獲取，為避免諧波含量的影響，采用無限增益多路反饋電路，在輸出側(cè)串入低通有源濾波器。

穩(wěn)幅驅(qū)動電路由波形反饋環(huán)和電壓反饋環(huán)構(gòu)成，其中，波形反饋是為了克服整機非線性失真，從輸出變壓器二次繞組采用波形反饋，使總輸出電壓波形的諧波失真較低。而電壓反饋是基準電路的輸出信號經(jīng)移相電路后得到兩路正交的交流電壓，經(jīng)全波精密整流[5]后，合成為紋波較小的反饋電壓。當(dāng)給定的基準電壓與該反饋電壓比較時，其偏差經(jīng)積分放大電路放大后，控制可變增益放大器的電壓增益，從而保持輸出電壓穩(wěn)定。

2.1.1 輸入信號的模擬實現(xiàn)

輸入變壓器變比取為220:8，同步基準正弦電路的輸入信號幅值為11 V。假設(shè)所含諧波均為三次諧波，則三次諧波含量為4%時的最大幅值為440 mV，模擬輸入信號電路采用加法器實現(xiàn)，如圖2所示。

圖2 輸入信號Fig.2 Input signal

2.1.2 低通濾波器設(shè)計

二階低通濾波器采用無限增益多路反饋電路形式的快速設(shè)計方法，確定電路參數(shù)和形式如圖3所示[6]。

圖3 二階低通濾波器Fig.3 Second order lowpass filter

如圖3所示輸入輸出關(guān)系式為：

代入數(shù)值計算后得 Uo≈0.91∠120°Ui

可見，輸入信號通過低通濾波器后有相移，應(yīng)加移相電路進行修正。

2.1.3 移相電路

為了修正低通濾波器的相位偏移，加入移相電路如圖4所示。

圖4 移相電路Fig.4 Phase shift circuit

如圖4所示輸入輸出關(guān)系為[5]：

2.1.4 電壓反饋電路

電壓反饋信號調(diào)理電路由移相電路，全波精密整流和積分放大電路3部分組成，如圖5所示。移相電路用以將輸出側(cè)的交流電壓形成兩路正交的交流電壓，計算方法同式（1）。全波精密整流設(shè)計成輸出輸入之間的比例關(guān)系為1[5]。積分放大電路為可變增益放大器提供反饋信號，對電路的精度具有重要影響。

圖5 電壓反饋電路Fig.5 Voltage feedback circuit

功率放大器采用LM380集成功率放大器件，輸出電壓為2.368 V的正弦電壓信號，經(jīng)過移相和全波精密整流后作為積分放大器的輸入信號，其值為 2.368|sin ωt|和 2.368|cos ωt|，合成為 uf=2.368（|sin ωt|+|cos ωt|），因為 1≤（|sin ωt|+|cos ωt|）故積分放大電路輸出信號uf在2.368和3.348之間變化，取其平均值為2.858 V。

ADC0831正常工作的輸入電壓應(yīng)在5 V以內(nèi)，因此取uf與基準電壓源信號ug=-4 V比較，偏差為Δu=uf+ug=-1.142 V，該偏差經(jīng)積分放大輸出，大小為 Uf=-1.142×（-2.5）=2.855 V。該信號作為ADC0831的輸入信號。

2.2 可變增益放大器設(shè)計

傳統(tǒng)的反饋電壓信號由機械電位器分壓獲得，不能夠滿足電能質(zhì)量電壓波動和諧波變化的要求。采用數(shù)控方式調(diào)節(jié)電阻值的數(shù)字電位器帶總線接口，可通過單片機或邏輯電路進行編程。實現(xiàn)了“把模擬器件放到總線上”的全新設(shè)計理念[7]。AD5241是帶有I2C總線接口的256位10 kΩ，100 kΩ，1 MΩ數(shù)字電位器，利用8位串行A/D轉(zhuǎn)換器片ADC0831設(shè)計單路電壓信號檢測電路，并將電壓檢測結(jié)果轉(zhuǎn)換成8位數(shù)字量，通過數(shù)字量控制電阻阻值的變化[8-9]，實現(xiàn)了動態(tài)電壓恢復(fù)器同步基準正弦電路中反饋電路的電阻變化實時反應(yīng)電壓變化的要求。實現(xiàn)電路如圖6所示。

圖6 可變增益放大器Fig.6 Variable gain amplifier

AD5241采用10 kΩ阻值通道，則由

得

可變增益放大器的分壓電阻取值為 20-（10-5.71）=15.71 kΩ

3 仿真結(jié)果

Proteus軟件具有模擬電路、數(shù)字電路和單片機應(yīng)用系統(tǒng)的設(shè)計和仿真功能，是目前能夠?qū)ξ⑻幚砥鬟M行較好仿真的軟件，真正實現(xiàn)了從概念到產(chǎn)品的設(shè)計。本電路采用基于Proteus的產(chǎn)品設(shè)計流程，克服了傳統(tǒng)電子產(chǎn)品設(shè)計中沒有物理原型就無法對系統(tǒng)進行測試、沒有系統(tǒng)硬件就很難對軟件進行調(diào)試的缺點[8]。

根據(jù)國標公用電網(wǎng)諧波.GB/T 14549-1993[10]，假設(shè)基準正弦波均方根值為220 V，頻率50 Hz。符合國標要求的奇次諧波（假設(shè)均為三次諧波）的含量為4%，依據(jù)式（1），可得幅值大小為11 V。

該電路的輸入波形、輸出波形和反饋波形如圖7所示。由圖中可見，輸入波形諧波含量通過圖8的傅里葉分析儀可以看出為4%，經(jīng)過同步基準正弦電路的電壓反饋環(huán)和波形反饋環(huán)進行補償后，輸出波形質(zhì)量得到明顯改善，輸出電壓幅值為2.09 V，其三次諧波幅值為0.0188 mV，含量為0.9%。

圖7 輸入、輸出和反饋電壓波形曲線Fig.7 Waveforms of input，output and feedback voltage

圖8 輸入、輸出電壓諧波分析Fig.8 Harmonic analysis of input，output and feedback voltage

積分放大輸出的送往ADC0831的電壓反饋信號，由圖可見是紋波很小的直流信號，衰減時間常數(shù)為：

經(jīng)過3τ～5τ即0.25 s后應(yīng)達到穩(wěn)定狀態(tài)，理論分析與圖中的穩(wěn)定時間一致。

輸入電壓為11 V時，對應(yīng)輸出為2 V，當(dāng)輸入電壓幅值有2%的波動時，輸出電壓為2.03 V，如圖9所示，波動量由2%減小到了1.5%。可見該電路可以減小諧波與電壓波動的影響，達到了設(shè)計目的。

圖9 電壓波動分析Fig.9 Analysis of voltage fluctuation

在使用中需要注意的是，當(dāng)帶載時，需要考慮負載的影響，調(diào)整RV3可調(diào)電位器，使波形相位保持一致。

4 結(jié)束語

考慮到采用了動態(tài)電壓恢復(fù)器補償裝置后的電能質(zhì)量特點[11-12]，設(shè)計了采用電壓瞬時值比較法時的同步基準正弦電路，該電路采用了較強的電壓反饋環(huán)和波形反饋環(huán)，保證了諧波失真小和輸出電壓穩(wěn)定。尤其在電壓反饋環(huán)節(jié)通過采用數(shù)字電位器AD5241器件，滿足了電路中電阻阻值實時反應(yīng)電壓變化的要求，有效保證了控制速度和精度。該電路在高頻交流環(huán)節(jié)AC/AC變換系統(tǒng)和不間斷電源UPS中具有廣泛的應(yīng)用價值。

[1] 劉鳳君.Delta逆變技術(shù)及其在交流電源中的應(yīng)用 [M].北京：機械工業(yè)出版社，2003.

[2] 中國國家標準化管理委員會.GB/T 12326-2008.電能質(zhì)量電壓波動和閃變[S].北京：中國標準出版社，2008.

[3] 鄭翔驥，陳道煉.基于軟件鎖相技術(shù)的光伏并網(wǎng)系統(tǒng)基準正弦電路[J].電力自動化設(shè)備，2009，29（6）:102-105.ZHENG Xiang-ji，CHEN Dao-lian.Reference sinusoid circuit of grid-connected photovoltaic system based on software phase lock technique [J].Electric Power Automation Equipment，2009，29（6）:102-105.

[4] 李磊，陳道煉，胡育文.與電網(wǎng)電壓同步的基準正弦電路設(shè)計與實現(xiàn) [J].南京航空航天大學(xué)學(xué)報，2003，35（1）:101-104.LI Lei，CHEN Dao-lian，HU Yu-wen.Design and realization of a reference sinusoidal circuit synchronous with line voltage[J].Journal of Nanjing University of Aeronautics&Astronautics，2003，35（1）:101-104.

[5] 塞爾吉歐，佛朗哥.基于運算放大器和模擬集成電路的電路設(shè)計[M].西安：西安交通大學(xué)出版社，2009.

[6] 戴伏生.基礎(chǔ)電子電路設(shè)計與實踐[M].北京：國防工業(yè)出版社，2002.

[7] 沙占友.數(shù)字電位器設(shè)計原理與應(yīng)用[M].北京：機械工業(yè)出版社，2007.

[8] 江世明.基于Proteus的單片機應(yīng)用技術(shù)[M].北京：電子工業(yè)出版社，2009.

[9] 劉坤，趙紅波.51單片機C語言應(yīng)用開發(fā)技術(shù)大全[M].北京：人民郵電出版社，2008.

[10] 全國電壓電流等級和頻率標準化技術(shù)委員會.GB/T 14549-1993.電能質(zhì)量公用電網(wǎng)諧波 [S].北京：中國標準出版社，1994.

[11] 沈廣，陳允平，劉棟，等.應(yīng)用動態(tài)電壓恢復(fù)器解決電壓跌落問題[J].高電壓技術(shù)，2007，33（3）:156-158.SHEN Guang，CHEN Yun-ping，LIU Dong，et al.Application of dynamic voltage restorer（DVR） in voltage sags[J].High Voltage Engineering，2007，33（3）:156-158.

[12] 馬應(yīng)魁.基于模糊PID的動態(tài)電壓恢復(fù)器控制策略研究[J].工業(yè)儀表與自動化裝置，2010（3）:102-105.MA Ying-kui.Research of control strategies of dynamic voltage restorer based on fuzzy-PID control[J].Industrial Instrumentation&Automation，2010（3）:102-105.