B3G射頻接收機前端設(shè)計

田克純,周武中,覃遠(yuǎn)年,趙 峰

（桂林電子科技大學(xué)信息與通信學(xué)院,廣西桂林 541004）

B3G射頻接收機前端設(shè)計

田克純,周武中,覃遠(yuǎn)年,趙 峰

（桂林電子科技大學(xué)信息與通信學(xué)院,廣西桂林 541004）

分析了DC-OFDM零中頻接收方案,采用兩個相鄰子載波以分路/合路的方式進行信號處理以降低硬件難度和復(fù)雜度。利用ADS軟件設(shè)計了B3G射頻接收機,其低噪聲放大器的最低噪聲系數(shù)為1.7 dB,三階交調(diào)點為-1 dBm;下變頻器在頻帶范圍內(nèi)其增益為12.5 dB,1 dB壓縮點-12 dBm,三階交調(diào)點-3 dBm。實驗測試結(jié)果表明,所設(shè)計的前端滿足接收機的指標(biāo)要求,適合于寬帶通信系統(tǒng)。

B3G;寬帶通信系統(tǒng);零中頻接收機;前端;子載波;移相器

1 引 言

移動通信已成為當(dāng)代通信領(lǐng)域內(nèi)發(fā)展?jié)摿ψ畲?、市場前景最廣的熱點技術(shù)。如今的第三代移動通信（3G）標(biāo)準(zhǔn)比第二代移動通信技術(shù)更強大,但也將面臨競爭和標(biāo)準(zhǔn)不兼容等問題。人們開始呼吁移動通信標(biāo)準(zhǔn)的統(tǒng)一,以期通過第四代移動通信標(biāo)準(zhǔn)的制定來解決兼容問題。第四代移動通信與第三代移動通信相比,將在技術(shù)和應(yīng)用上有質(zhì)的飛躍,具有比3G更高的通信速率和效率。B3G支持有線及無線接入,具有超過2 Mbit/s的非對稱數(shù)據(jù)傳輸能力,在高速移動環(huán)境下速率將達(dá)到100Mbit/s,在靜止環(huán)境下將達(dá)到1 Gbit/s以上,能夠支持下一代網(wǎng)絡(luò)的各種應(yīng)用。B3G作為未來移動通信發(fā)展的趨勢,正受到越來越多的關(guān)注。而以Intel、TI等公司提出的多帶-正交頻分復(fù)用（MB-OFDM）方案較為成熟,該方案的特點就是把3.1～10.6GHz共7.5 GHz帶寬分成128個子帶,每個子帶需要傳輸528 MHz的帶寬,因此對射頻前端的硬件如低噪聲放大器、混頻器等都有很高的要求。而雙載波-正交頻分復(fù)用方案的特點就是將每個子帶的帶寬降低一半,把系統(tǒng)的復(fù)雜度、功耗和硬件難度加以折衷。因此,本文中我們基于雙載波-正交頻分復(fù)用（DC-OFDM）系統(tǒng)結(jié)構(gòu)并采用零中頻接收機結(jié)構(gòu)對B3G射頻接收機前端進行設(shè)計。

2 射頻接收機方案的介紹

B3G射頻接收機具有很高的傳輸速率和傳輸質(zhì)量,是3G無法比擬的優(yōu)勢,這也就對射頻接收機提出了很高的要求。高性能的接收機是實現(xiàn)系統(tǒng)通信的關(guān)鍵,基于DC-OFDM系統(tǒng)并采用體積小、成本低和易于集成等優(yōu)點的模擬正交混頻零中頻接收形式[1-2],但零中頻接收機存在I、Q不平衡和直流偏移等問題[3-4]。本文接收機原理框圖如圖1所示。

圖1 接收機的原理框圖Fig.1 Block diagram of receiver

DC-OFDM采用的是正交頻分多址技術(shù),是一種特殊的多載波傳輸方案,其主要優(yōu)勢在于較好的抗頻率選擇性衰落、較好的抗窄帶干擾能力和較高的數(shù)據(jù)傳輸速率。

本文主要針對B3G工作頻率3.4～5 GHz的射頻接收機進行分析研究,接收機包括低噪聲放大器、混頻器、寬帶移相器等部件。

3 射頻接收機前端的設(shè)計與仿真

為了保證系統(tǒng)的性能,需要對前端射頻接收機的核心部件進行設(shè)計和仿真,包括低噪聲放大器、混頻器和寬帶移相器的設(shè)計。

3.1 低噪聲放大器的設(shè)計

3.1.1 低噪聲放大器電路的設(shè)計

低噪聲放大器（LNA）是無線通信系統(tǒng)射頻接收機前端的關(guān)鍵模塊,在接收并放大信號的過程中起著關(guān)鍵性的作用,其增益、噪聲、線性度等都將直接影響著整個接收機的性能。因此,所設(shè)計的LNA應(yīng)具備的性能是:在低功耗的前提下能提供足夠大的增益,以克服后級（如混頻器）的噪聲干擾;優(yōu)良的噪聲性能以減小對系統(tǒng)動態(tài)范圍的影響;良好的輸入匹配以利于信號的有效傳輸。由于這些性能指標(biāo)之間是相互交叉起作用的,所以設(shè)計過程中必須均衡考慮,兼顧各項性能指標(biāo)。

本文設(shè)計的寬帶低噪聲放大器采用共柵放大器的輸入阻抗來達(dá)到輸入阻抗匹配的要求。輸出匹配電路采用源隨器,利用源隨器的輸入電阻大、輸出電阻小負(fù)載能力強的特點,作為輸出緩沖電路。

根據(jù)上述輸入輸出匹配電路的分析,本文設(shè)計的B3G前端的低噪聲放大器的電路如圖2所示。

由圖2可知,輸入采用共柵結(jié)構(gòu)來實現(xiàn)輸入電路的寬帶匹配作用,并利用LC高通濾波器的作用,可以接收低端截止頻率為3 GHz的輸入信號;第二級采用共柵共源的放大器結(jié)構(gòu);輸出匹配電路采用源隨器來達(dá)到最大的輸出功率。

圖2 低噪聲放大器的電路圖Fig.2 The diagram of low noise amplifier

3.1.2 低噪聲放大器電路的仿真實現(xiàn)

依據(jù)上述接收機指標(biāo)的各項要求,我們采用兩級級聯(lián)的結(jié)構(gòu),利用安捷倫公司的ADS2008并基于TSMC 018 μ m CMOS工藝模型庫來對低噪聲放大器進行仿真,仿真結(jié)果如圖3所示。

圖3 低噪聲放大器的仿真結(jié)果Fig.3 Simulation results of LNA

在本設(shè)計中第一級放大器采用共柵結(jié)構(gòu),這種結(jié)構(gòu)可以很好地實現(xiàn)輸入阻抗匹配。由圖3的仿真結(jié)果可見,該低噪聲放大器在3～5 GHz范圍內(nèi),增益為19 dB,噪聲系數(shù)2 dB,三階交調(diào)點為-1 dBm,具有很好的增益和噪聲平坦度,滿足接收機系統(tǒng)的性能要求。

3.2 混頻器的設(shè)計

3.2.1 混頻器電路的設(shè)計

本振信號幅度對混頻器的轉(zhuǎn)換增益、線性度和噪聲系數(shù)等性能都有很大的影響[5]?；祛l器的開關(guān)對的本振信號必須具有足夠的電壓振幅,但若本振信號幅度過大,開關(guān)對會對共源節(jié)點的寄生電容進行放電,充放電還可能出現(xiàn)尖脈沖,而且開關(guān)對中的晶體管還可能瞬間離開飽和區(qū),這樣反而降低了混頻器的性能。對于MOS管開關(guān)對來說,一般信號電壓幅度在100～300 mV之間比較合適。

在射頻設(shè)計過程中,我們要考慮避免反射信號對本地振蕩器造成干擾,本地振蕩器也需要提供一個50 Ψ的阻抗匹配。對于本振的匹配電路如圖4所示。

圖4 本振匹配電路Fig.4 LO matching circuit

對于RC的匹配電路早就應(yīng)用在混頻器中,只是在高、低頻端有很大不同的增益衰減。因此本文設(shè)計的這種適用于超寬帶信號的LO匹配電路在3.1～10.6 GHz的增益為0.5～0.75,衰減量很小,滿足設(shè)計的要求。

對于混頻器來說,輸入信號有本振信號和射頻信號,因此在設(shè)計的時候必須考慮射頻輸入信號的匹配問題,對于射頻輸入端一般都是匹配到50 Ψ。本文設(shè)計的混頻器的射頻輸入匹配電路如圖5所示。

圖5 射頻匹配電路Fig.5 RF matching circuit

對于混頻器的射頻輸入信號的匹配設(shè)計我們把電阻RL定為50 Ψ,對于超寬帶3.1～10.6 GHz的信號采用兩個LC電路進行優(yōu)化設(shè)計,使射頻輸入信號阻抗匹配并且輸入信號回波損耗降到最低。

根據(jù)前面對混頻器匹配電路和性能參數(shù)的分析,并考慮混頻器開關(guān)對導(dǎo)通產(chǎn)生的1/f噪聲和二階交調(diào)成分與混頻器的寄生電容都會產(chǎn)生直流失調(diào)成分,對后級的零中頻接收形式產(chǎn)生很大的影響。因此本混頻器在開關(guān)對之間注入一個固定的偏置電流來降低1/f噪聲的影響,同時在開關(guān)對晶體管之間串聯(lián)一個電感,利用電感吸收電容充放電的電流,因而可以減小寄生電容對混頻器的干擾作用。本文研究的混頻器結(jié)構(gòu)如圖6所示。

圖6 混頻器的電路圖Fig.6 Schematic of the proposed mixer

3.2.2 混頻器的仿真實現(xiàn)

混頻器在接收機中處于射頻信號幅度最高的位置,而且許多干擾信號未得到有效抑制,因此線性度是一個非常重要的指標(biāo);同LNA相似,適當(dāng)?shù)脑鲆嬗兄谝种坪罄m(xù)電路的噪聲。

本文基于 TSMC 0.18 μ m RF CMOS工藝模型,利用安捷倫公司的ADS2008對混頻器在3～10 GHz頻帶范圍內(nèi)的傳輸增益、端口隔離度、1 dB壓縮點和三階交調(diào)點進行仿真,仿真結(jié)果如圖7所示。

由圖7可見,1 dB壓縮點在-15 dBm左右,三階交調(diào)點在-5 dBm左右;在3～5 GHz頻帶范圍內(nèi)增益誤差僅為1 dB,且輸入端的隔離度為-20 dB,該仿真的各項指標(biāo)滿足接收機的性能指標(biāo)要求。

圖7 混頻器仿真結(jié)果Fig.7 Simulation results of mixer

3.3 射頻寬帶移相器

零中頻接收機存在的固有缺陷就是當(dāng)本振發(fā)生相位偏移時會導(dǎo)致接收機的I、Q不平衡,使得系統(tǒng)性能急劇下降。一般可以用RC-CR移相網(wǎng)絡(luò)產(chǎn)生正交本振信號,RC-CR移相網(wǎng)絡(luò)將輸入信號分別移相±45°,在輸出端產(chǎn)生兩路正交的I、Q信號,但是輸出的I、Q兩路正交信號只在頻率點幅度才保持一致,而且單級的RC-CR移相網(wǎng)絡(luò)只在單頻上才能達(dá)到完全的增益匹配。相位和增益的匹配對RC-CR移相網(wǎng)絡(luò)的適配特別敏感。本系統(tǒng)中為了降低零中頻接收機對相位偏移的敏感度,在射頻前端加了一個寬帶移相模塊。文獻中采用兩級的寬帶移相網(wǎng)絡(luò),我們對其進行改進,采用三級的寬帶移相網(wǎng)絡(luò),其結(jié)構(gòu)如圖8所示。

圖8 三級寬帶移相網(wǎng)絡(luò)Fig.8 Broadband phase-shifting network

圖9 幅頻特性Fig.9 Amplitude-frequency characteristic

圖10 相頻特性Fig.10 Phase-frequency characteristic

從上述仿真結(jié)果可知,當(dāng)輸入信號在1.6～6.4 GHz頻段時輸出信號能很好地保持正交性。觀察圖9和圖10知,相頻特性在頻帶內(nèi)正交性良好,且幅度的衰減為-5.692～-5.875 dB,頻帶內(nèi)輸出信號幅度的衰減量誤差為0.163 dB,這個誤差范圍不影響系統(tǒng)的性能。

4 射頻接收機驗證電路的測試

經(jīng)過設(shè)計、仿真研制出的DC-OFDM雙正交零中頻射頻接收機符合現(xiàn)代通信的高要求,為了驗證雙正交零中頻接收機形式能很好地解決傳統(tǒng)零中頻接收機存在的I、Q不平衡和直流漂移問題[2,6-7],但鑒于現(xiàn)有器件的限制只制作了一個實驗驗證電路,以驗證方案的可行性。經(jīng)仿真、設(shè)計、制作的雙載波零中頻接收機實驗測試平臺如圖11所示。

圖11 實驗接收機測試平臺Fig.11 Experimental test p latform

當(dāng)接收機存在相位誤差時,為比較兩種零中頻接收機對相位的敏感度,現(xiàn)使接收機系統(tǒng)存在相同的相位誤差時比較兩接收機矢量圖,實驗測試矢量圖如圖12所示。

經(jīng)仿真和實驗測試可知,在系統(tǒng)存在相位誤差時,本接收機方案的矢量和星座圖都遠(yuǎn)優(yōu)于傳統(tǒng)的零中頻接收機方案,接收機系統(tǒng)的鏡像抑制能力較傳統(tǒng)零中頻接收機約提高了10～15 dB,接收機的系統(tǒng)性能大大提高。

5 結(jié) 論

本文設(shè)計的DC-OFDM雙正交零中頻接收機采用模擬正交混頻降低了對AD的要求,通過實驗電路的測試可以很好地解決零中頻接收機存在的I、Q不平衡和直流偏移問題。在此基礎(chǔ)上仿真設(shè)計了B3G射頻接收機前端模塊,結(jié)果表明滿足射頻前端低噪聲、高線性和良好隔離度的要求。隨著無線通信的發(fā)展,雙載波B3G零中頻接收機必然有廣泛的前景,對實現(xiàn)無線寬帶技術(shù)也有一定的參考價值。

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Design of a Front-end for B3G RF Receivers

TIAN Ke-chun,ZHOU Wu-zhong,QIN Yuan-nian,ZHAO Feng
（Information and Communication Institute,Guilin University of Electronic Technology,Guilin 541004,China）

DC-OFDM zero-IF receiver scheme is studied in this paper.Two adjacent sub-carriers in splitter/combiner manner for signal processing are adopted to reduce the difficulty and complexity of the hardware.B3G RF receiver is designed through ADS software and the minimum noise figure of low-noise amplifier（LNA）is 1.7 dB,and the third-order intermodulation point is-1 dBm,the gain of down converter within range of the frequency band is 12.5 dB,1dB compression point is-12 dBm,and the third-order intermodulation point is-3 dBm.Experimental test results illustrate that the designed front-endmeets the demands of the receiver and is suitable for broadband communication systems.

B3G;broadband communication system;zero-IF receiver;front-end;sub-carrier;phase-shifter

The National Natural Science Foundation of China（No.60872022）

TN929.5

A

10.3969/j.issn.1001-893x.2010.11.020

1001-893X（2010）11-0094-06

2010-05-14;

2010-09-07

國家自然科學(xué)基金資助項目（60872022）

田克純（1950-）,男,河南洛陽人,教授,主要研究方向:移動通信與個人通信;

TIAN Ke-chun was born in Luoyang,Henan Province,in 1950.He is now a p rofessor.His research interests include mobile communication and personal communication.

周武中（1983-）,男,安徽安慶人,碩士研究生,主要研究方向:無線通信技術(shù);

ZHOU Wu-zhong was born in Anqing,Anhui Province,in 1983.He is now a graduate student.His research direction is wireless communication technology.

Email:1234zwz@163.com

覃遠(yuǎn)年（1971-）,男,廣西梧州人,副教授,主要研究方向:無線通信技術(shù);

QIN Yuan-nian was born in Wuzhou,Guangxi Zhuang Autonomous Region,in 1971.He is now an associate professor.His research direction iswireless communication technology.

趙 峰（1974-）,男,山東日照人,副研究員,主要研究方向:OFDM、MIMO技術(shù)。

ZHAO Feng wasborn in Rizhao,Shandong Province,in 1974.He is now an associate engineer of professor.His research direction is OFDM and MIMO technology.