一種有效的LTE下行殘留頻偏估計(jì)方法

摘 要:針對(duì)LTE系統(tǒng)對(duì)載波頻偏敏感的問(wèn)題，提出了一種適用于LTE下行的殘留頻偏估計(jì)方法。該方法利用時(shí)域相鄰的主同步信道(PSCH)和輔同步信道(SSCH)的頻域信道估計(jì)值的共軛相關(guān)運(yùn)算來(lái)估計(jì)載波頻率的殘留偏差。理論分析表明，該算法估計(jì)范圍小，但估計(jì)精度高，且運(yùn)算量少，實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度低。同時(shí)仿真驗(yàn)證了該算法在高斯加性信道(AWGN)和多徑衰落信道下均有良好的性能。

關(guān)鍵詞:長(zhǎng)期演進(jìn); 正交頻分復(fù)用; 載波間干擾; 小區(qū)搜索; 殘留頻偏估計(jì)

中圖分類號(hào):TN929.5文獻(xiàn)標(biāo)志碼:A

文章編號(hào):1001-3695(2010)06-2290-04

doi:10.3969/j.issn.1001-3695.2010.06.084

Effective estimation method to residual carrier frequency offset for LTE downlink

WEI Ziheng1， LI Bi1，2， LIN Tusheng1

(1.School of Electronic Information Engineering， South China University of Technology， Guangzhou 510640， China; 2.School of Informations， Guangdong University of Foreign Studies， Guangzhou 510420， China)

Abstract:According to LTE systems being very sensitive to carrier frequency offset，this paper proposed a novel residual carrier frequency offset estimation method for LTE downlink.Estimated the residual carrier frequency offset by conjugate correlating the frequencydomain channel estimation of PSCH and that of SSCH which were adjacent symbols in timedomain.Theoretical analysis shows the proposal algorithm is highly accuracy though with limited range estimation.Moreover，it keeps very low computational cost and reduces the implementation complexity.Simulation results verify the proposal algorithm with good performances both in AWGN and multipath fading channel.

Key words:LTE(long term evolution); OFDM(orthogonal frequency division multiplexing); intercarrier interference; cell search; residual frequency offset estimation

0 引言

3GPP長(zhǎng)期演進(jìn)技術(shù)(LTE)是近年3GPP啟動(dòng)的最大的新技術(shù)研發(fā)項(xiàng)目，這種以正交頻分復(fù)用(OFDM)為核心的技術(shù)被看做“準(zhǔn)4G”技術(shù)，其具有頻譜效率高、抗多徑干擾能力強(qiáng)、均衡簡(jiǎn)單等突出優(yōu)點(diǎn)[1]。以O(shè)FDM技術(shù)為基礎(chǔ)的系統(tǒng)對(duì)頻偏非常敏感，LTE也不例外，即很小的頻偏會(huì)導(dǎo)致系統(tǒng)性能的急劇下降[2]。實(shí)際中，OFDM系統(tǒng)的頻偏主要是由于終端移動(dòng)引起的多普勒頻移和晶體振蕩器的不穩(wěn)定造成的。載波頻率的同步一般分為捕獲和跟蹤兩個(gè)階段，捕獲階段主要是進(jìn)行粗頻偏估計(jì);跟蹤階段主要是對(duì)殘留頻偏進(jìn)行估計(jì)。

載波殘留頻偏的估計(jì)方法[3~6]一般借助導(dǎo)頻信息或者循環(huán)前綴(CP)，文獻(xiàn)[3，4]利用導(dǎo)頻估計(jì)殘余頻偏，效果比較好，但導(dǎo)頻過(guò)多使用會(huì)降低系統(tǒng)的傳輸效率，對(duì)LTE系統(tǒng)而言，為了減少后續(xù)處理的復(fù)雜度，盡量在同步階段完成殘留頻偏的檢測(cè)補(bǔ)償。文獻(xiàn)[5]基于CP提出了殘余頻偏跟蹤算法，該方法同樣適用于LTE，但在多徑條件下，CP的相關(guān)性會(huì)被破壞，因此性能較差，實(shí)用價(jià)值不大。此外，文獻(xiàn)[7~9]僅僅利用PSCH在時(shí)域作粗頻偏估計(jì)，并沒(méi)有進(jìn)一步作殘留頻偏檢測(cè)，估計(jì)精度不能滿足要求。在文獻(xiàn)[7~9]的基礎(chǔ)上，本文提出了一種殘留頻偏估計(jì)算法，通過(guò)理論推導(dǎo)分析殘留頻偏導(dǎo)致相鄰OFDM符號(hào)頻域?qū)?yīng)子載波的信道傳輸函數(shù)相位偏差的特性，借助PSCH和SSCH的信道估計(jì)值完成殘余頻偏的檢測(cè)，算法實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度低，且精度高。

1 系統(tǒng)模型

1.1 OFDM系統(tǒng)模型

為了便于分析載波頻偏對(duì)前后兩個(gè)OFDM符號(hào)的影響，假設(shè)OFDM系統(tǒng)有N個(gè)子載波，則發(fā)送端發(fā)送第l個(gè)OFDM符號(hào)可以表示為

xl[n-lNOFDM]=1NN-1k=0xl[k]ej2πk(n-lNOFDM-NG)/N

(1)

其中:Xl[k]為調(diào)制在第k子載波上的第l個(gè)數(shù)據(jù);OFDM符號(hào)長(zhǎng)度為NOFDM=N+NG，NG為循環(huán)前綴的長(zhǎng)度，對(duì)于第l個(gè)OFDM符號(hào)而言，有n∈[lNOFDM，(l+1)NOFDM-1]。

發(fā)送信號(hào)經(jīng)過(guò)一個(gè)帶通信道[10]后，接收端接收的第l個(gè)OFDM符號(hào)可以表示為

yl[n-lNOFDM]=1N[∑N-1k=0Xl[k]Hl[k]ej2πk(n-lNOFDM-NG)/N]×ej2πεn/N+wl[n-lNOFDM](2)

其中:Hl[k]為第l個(gè)OFDM符號(hào)的第k個(gè)子載波處的無(wú)線信道傳輸函數(shù);wl為第l個(gè)OFDM處的均值為0、方差為σ2n的復(fù)高斯白噪聲;ε為用子載波間隔歸一化的載波頻偏，它可分為整數(shù)倍頻偏和小數(shù)倍頻偏。下面分析僅認(rèn)為ε為小數(shù)倍頻偏。

1.2 頻偏引起的子載波間干擾分析

為了分析的獨(dú)立性，僅考慮頻偏對(duì)OFDM解調(diào)性能的影響，在推導(dǎo)過(guò)程假設(shè)無(wú)符號(hào)定時(shí)偏差，即FFT窗口定時(shí)在第l個(gè)OFDM符號(hào)的NG處。第l個(gè)OFDM符號(hào)的FFT變換可以表示為

Yl[k]=1N∑NOFDM-1n=NGyl[n]e-j2πk(n-NG)/N=

1NNOFDM-1n=NG[∑N-1i=0Xl[i]Hl[i]ej2πi(n-NG)/Nej2πε(n+lNOFDM)/N]×e-j2πk(n-NG)/N+wl[k]=

(ej2πε(lNOFDM+NG)/N/N)∑N-1i=0Xl[i]Hl[i]∑NOFDM-1n=NGej2π(i+ε-k)(n-NG)/N+Wl[k]=(3)

ej2πε(lNOFDM+NG)/Nejπε(N-1)/NXl[i]Hl[i] sin(πε)N sin(πε/N)+ej2πε(lNOFDM+NG)/NN ∑N-1i=0i≠kXl[i]Hl[i]∑N-1n=0ej2πn(i+ε-k)/N+Wl[k]=ej2πε(lNOFDM+NG)/Nejπε(N-1)/NXl[i]Hl[i] sin(πε)Nsin(πε/N)+ej2πε(lNOFDM+NG)/N ∑N-1i=0i≠kXl[i]Hl[i]ejπε(N-1)/Ne-jπ(i-k)/N×sin(πε)N sin(π(i-k+ε)/N)+Wl[k](4)

其中:Wl[k]=1N∑NOFDM-1n=NGwl[n]e-j2πk(n-NG)/N。

在式(4)中，第一項(xiàng)為有效信號(hào)，第二項(xiàng)為子載波干擾(ICI)，第三項(xiàng)Wl[k]為復(fù)高斯白噪聲的FFT變換。小數(shù)倍頻偏破壞了子載波之間的正交性，對(duì)有效信號(hào)引入了ICI，同時(shí)使有效信號(hào)幅度衰減了sin(πε)/(Nsin(πε/N))，并對(duì)其引入了乘性干擾ej2πε(lNOFDM+NG)/Nejπε(N-1)/N，可以看出，乘性干擾項(xiàng)隨著OFDM符號(hào)的索引l的增加相位偏移會(huì)增大。對(duì)于OFDM系統(tǒng)而言，在帶寬一定的前提下，子載波數(shù)越多，系統(tǒng)對(duì)小數(shù)倍頻偏的偏差越敏感，這就要求接收端的載波頻偏估計(jì)算法具有很高的精度。

2 同步信道和小區(qū)搜索

LTE的同步信道[11]分為主同步信道(PSCH)和輔同步信道(SSCH)，如圖1所示。主同步信道在slot 0和slot 10的倒數(shù)第一個(gè)OFDM符號(hào)，輔同步信道在slot 0和slot 10的倒數(shù)第二個(gè)OFDM符號(hào)。對(duì)于各種不同的系統(tǒng)帶寬，同步信號(hào)的傳輸帶寬均為1.08MHz，主同步信道和輔同步信道占用相同的子載波序號(hào)，在直流附近的6個(gè)資源塊傳輸，共占用72個(gè)子載波。其中，同步信號(hào)占用了62個(gè)子載波。兩邊各預(yù)留了5個(gè)子載波作為保護(hù)邊帶。此外，主同步信號(hào)為ZadoffChu序列，輔同步信號(hào)由m序列經(jīng)過(guò)加擾后得到。LTE中下行同步和小區(qū)搜索主要借助同步信道完成。

LTE小區(qū)搜索流程[12~14]如圖2所示。UE進(jìn)行頻段搜索得到載波頻率，通過(guò)接收信號(hào)與PSCH時(shí)域數(shù)據(jù)互相關(guān)檢測(cè)峰值從而得到符號(hào)定時(shí)，即確定FFT的窗口位置;再次利用PSCH進(jìn)行粗頻偏估計(jì)，接收數(shù)據(jù)經(jīng)頻偏補(bǔ)償之后，變換到頻域，由于頻域上PSCH和SSCH占用相同位置的子載波，而時(shí)域上PSCH和SSCH又是相鄰的OFDM符號(hào)如圖1所示。考慮到這個(gè)因素，認(rèn)為PSCH與SSCH經(jīng)歷的無(wú)線信道傳輸函數(shù)一樣，可利用PSCH的信道估計(jì)值相關(guān)檢測(cè)SSCH，經(jīng)過(guò)SSCH序列檢測(cè)后可得到小區(qū)ID、幀定時(shí)等輸出信息，獲得小區(qū)ID后開(kāi)始解廣播信道(BCH)，得到小區(qū)系統(tǒng)信息。其中，粗頻偏補(bǔ)償后的接收數(shù)據(jù)還會(huì)存在一定的殘留頻偏，如果不對(duì)其進(jìn)行估計(jì)補(bǔ)償，積累起來(lái)會(huì)對(duì)后面的解調(diào)性能產(chǎn)生嚴(yán)重影響。

3 粗頻偏估計(jì)

本文主要研究頻偏估計(jì)算法，因此假定系統(tǒng)已經(jīng)得到精確的同步點(diǎn)d∧，利用PSCH符號(hào)進(jìn)行粗頻偏估計(jì)，在AWGN信道下推導(dǎo)可得[7~9]

ε=1πarg{[∑N/2-1n=0(S*[n]r[n+d∧])]*[∑N-1n=N/2(S*[n]r[n+d∧])]}(5)

其中:S*[n]表示本地的PSCH時(shí)域共軛數(shù)據(jù);r[n]表示接收數(shù)據(jù)，N為FFT的點(diǎn)數(shù);ε為歸一化頻偏，ε∈[-1，1);arg{x}表示對(duì)x取復(fù)角。

接著對(duì)接收數(shù)據(jù)進(jìn)行頻偏補(bǔ)償，即

r′[n]=r[n]×e-j2πnεN(6)

經(jīng)過(guò)頻偏糾正后的數(shù)據(jù)r′[n]還會(huì)存在一定的殘留頻偏，殘留頻偏雖然小但是必須要進(jìn)行處理，否則會(huì)導(dǎo)致系統(tǒng)性能急劇下降[3]。符號(hào)定時(shí)和頻偏補(bǔ)償后檢測(cè)小區(qū)ID，在此過(guò)程同時(shí)可得到對(duì)應(yīng)小區(qū)所用的PSCH和SSCH序列。

4 殘留頻偏估計(jì)

4.1 殘留頻偏算法推導(dǎo)及分析

對(duì)接收數(shù)據(jù)進(jìn)行粗頻偏補(bǔ)償之后還會(huì)存在一定的殘留頻偏，而文獻(xiàn)[7~9]均沒(méi)有對(duì)殘留頻偏作處理，殘留頻偏會(huì)隨著OFDM符號(hào)的不斷增加，也會(huì)逐漸積累，從而導(dǎo)致子載波上的符號(hào)在星座圖上的相位發(fā)生旋轉(zhuǎn)，如果不對(duì)殘留頻偏進(jìn)行及時(shí)跟蹤糾正，則相位偏差的積累會(huì)很快導(dǎo)致系統(tǒng)無(wú)法正常工作。

設(shè)經(jīng)過(guò)第3章的粗頻偏補(bǔ)償后的數(shù)據(jù)仍存在殘留偏差εr，由式(3)得第l+1個(gè)OFDM符號(hào)的FFT變換可以表示為

Yl+1[k]=Wl+1[k]+ej2πεr((l+1)NOFDM+NG)/NN∑N-1i=0Xl+1[i]Hl+1[i]#8226;∑NOFDM-1n=NGej2π(i+εr-k)(n-NG)/N=

Wl+1[k]+ej2π(NOFDM/N)εr#8226;ej2πεr(lNOFDM+NG)/NN#8226;∑N-1i=0Xl+1[i]Hl+1[i]∑NOFDM-1n=NGej2π(i+εr-k)(n-NG)/N(7)

忽略復(fù)高斯白噪聲的影響，由式(3)和(7)，得

Yl[k]=∑N-1i=0Xl[i]Hl[i]#8226;∑NOFDM-1n=NGej2π(i+εr-k)(n-NG)/N#8226;ej2πεr(lNOFDM+NG)/NN=∑N-1i=0Xl[i]H′l，k[i]

(8)

Yl+1[k]=ej2π(NOFDM/N)εr∑N-1i=0Xl+1[i]Hl+1[i]

#8226;∑NOFDM-1n=NGej2π(i+εr-k)(n-NG)/N#8226;ej2πεr(lNOFDM+NG)/NN

=∑N-1i=0Xl+1[i]H′l+1，k[i](9)

其中:H′l，k[i]=Hl[i]∑NOFDM-1n=NGej2π(i+εr-k)(n-NG)/N#8226;ej2πεr(lNOFDM+NG)/NN

H′l+1，k[i]=ej2π(NOFDM/N)εrHl+1[i]

#8226;∑NOFDM-1n=NGej2π(i+εr-k)(n-NG)/N#8226;ejπεr(lNOFDM+NG)/NN。



Hl[i]為第l個(gè)OFDM符號(hào)的第i個(gè)子載波的無(wú)線信道傳輸函數(shù)，Hl+1[i]為第l+1個(gè)OFDM符號(hào)的第i個(gè)子載波的無(wú)線信道傳輸函數(shù)。假設(shè)無(wú)線信道在連續(xù)的兩個(gè)OFDM符號(hào)之間為平坦慢衰落，對(duì)于相鄰符號(hào)同一子載波位置的無(wú)線信道傳輸函數(shù)近似相等，即Hl[i]=Hl+1[i]，所以有

H′l+1，k[i]=ej2π(NOFDM/N)εrH′l，k[i](10)

其中:H′l，k[i]為第l個(gè)OFDM符號(hào)的第i個(gè)子載波的系統(tǒng)信道傳輸函數(shù);H′l+1，k[i]為第l+1個(gè)OFDM符號(hào)的第i個(gè)子載波的系統(tǒng)信道傳輸函數(shù)，此時(shí)，第l個(gè)OFDM符號(hào)的第i個(gè)子載波的系統(tǒng)信道傳輸函數(shù)與第l+1個(gè)OFDM符號(hào)的第i個(gè)子載波的系統(tǒng)信道傳輸函數(shù)之間存在相位差ej2π(NOFDM/N)εr。

在LTE系統(tǒng)中，對(duì)于PSCH和SSCH信道，由于小區(qū)搜索前面的處理已經(jīng)檢測(cè)到相應(yīng)的主同步序列和輔同步序列，根據(jù)同步信號(hào)的映射位置，設(shè)Xl[k]和Yl[k]分別為本地輔同步頻域序列和接收到的輔同步頻域序列，Xl+1[k]和Yl+1[k]分別為本地主同步頻域序列和接收到的主同步頻域序列，利用最小二乘(LS)信道估計(jì)可以得出同步信道對(duì)應(yīng)子載波處的系統(tǒng)信道傳輸函數(shù)，則輔同步信號(hào)的第k個(gè)子載波的系統(tǒng)信道估計(jì)值為

Hl[k]=Yl[k]/Xl[k](11)

而主同步信號(hào)的第k個(gè)子載波的系統(tǒng)信道估計(jì)值為

Hl+1[k]=Yl+1[k]/Xl+1[k](12)

由于Hl+1[k]=ej2π(NOFDM/N)εrHl[k]，兩邊乘以Hl[k]的共軛H*l[k]，忽略模值影響，化簡(jiǎn)得

Hl+1[k]H*l[k]=ej2π(NOFDM/N)εr(13)

設(shè)LTE同步信號(hào)占用子載波數(shù)目為M，為了消除單個(gè)子載波間系統(tǒng)信道估計(jì)值之間存在的偏差，對(duì)其作平滑的濾波處理，兩邊求和累加得

∑M-1k=0Hl+1[k]H*l[k]=∑M-1k=0ej2π(NOFDM/N)εr(14)

忽略模值影響，化簡(jiǎn)為

εr∧=N2πNOFDMarg∑M-1k=0Hl[k]H*l+1[k](15)

式(15)為推導(dǎo)得到的殘留頻偏估計(jì)式。其中:εr∧為殘留頻偏估計(jì)值，設(shè)β=N/2NOFDM，對(duì)LTE而言，β≈0.467 2，則εr∧∈(-0.467 2，0.467 2)，可見(jiàn)殘留頻偏算法的估計(jì)范圍小于半個(gè)子載波間隔。由式(6)對(duì)接收數(shù)據(jù)再次進(jìn)行殘留頻偏糾正。

根據(jù)文獻(xiàn)[3]得到在AWGN信道下最大似然估計(jì)器的克拉美羅界(CRB)為

CRB=σ2n2∑Nl-1l=0(α+l)2‖t[l]‖2(16)

其中:α=N/2NOFDM;σ2n為復(fù)高斯白噪聲的方差;l為OFDM符號(hào)的索引;‖t[l]‖2為第l個(gè)OFDM的接收功率;Nl為發(fā)送的OFDM的數(shù)目。

4.2 復(fù)雜度分析

本地產(chǎn)生的主、輔同步頻域序列模值均為1，所以LS信道估計(jì)的復(fù)數(shù)除法可以直接轉(zhuǎn)換為復(fù)數(shù)乘法。在原有的小區(qū)搜索算法[12~14]中，PSCH信道估計(jì)值在檢測(cè)SSCH時(shí)已經(jīng)計(jì)算出來(lái)，因此不需要額外的計(jì)算量。由于同步信道占用62個(gè)有用的子載波，計(jì)算SSCH信道估計(jì)值的運(yùn)算量為62個(gè)復(fù)乘法，PSCH和SSCH信道估計(jì)值共軛相乘需要62個(gè)復(fù)乘法的運(yùn)算量，累加和為62個(gè)復(fù)加法;最后還有一個(gè)求相角運(yùn)算，為了減少運(yùn)算量采取CORDIC算法計(jì)算相角，總的計(jì)算量為124個(gè)復(fù)乘法，62個(gè)復(fù)加法和1個(gè)求復(fù)角運(yùn)算。本文所提的殘留頻偏估計(jì)算法充分利用了原有小區(qū)搜索算法過(guò)程中產(chǎn)生的已有信息，在此基礎(chǔ)上完成殘留頻偏的估計(jì)，因此，該方法實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度低，計(jì)算量少。

5 仿真結(jié)果及分析

下面通過(guò)仿真驗(yàn)證本文所提的方法在AWGN信道和TU 6信道下的性能。假設(shè)符號(hào)精同步且小區(qū)搜索過(guò)程中準(zhǔn)確檢測(cè)到PSCH和SSCH序列，仿真先作粗頻偏估計(jì)補(bǔ)償，再作殘留頻偏估計(jì)。為表述方便，將只有粗頻偏估計(jì)的方法稱為文獻(xiàn)[7~9]方法。仿真平臺(tái)為MATLAB，仿真參數(shù)的設(shè)置如表1所示，每個(gè)信噪比點(diǎn)均進(jìn)行1 000次蒙特卡羅仿真。

在圖3中，給出了本文方法在AWGN信道下的均方誤差(MSE)性能圖，作為對(duì)比，文獻(xiàn)[7~9]方法性能曲線也示于圖中作為參考，圖中理論估計(jì)曲線CRB按照式(16)計(jì)算得到。在低信噪比時(shí)，本文方法與文獻(xiàn)[7~9]方法性能基本一致，這主要是由于本文方法是在文獻(xiàn)[7~9]方法上進(jìn)行的。在信噪比較低的情況下，文獻(xiàn)[7~9]方法估計(jì)誤差較大直接影響了本文方法的性能。由圖3可知，從-4dB開(kāi)始本文方法明顯好于文獻(xiàn)[7~9]的方法。當(dāng)信噪比較大時(shí)，兩種方法的均方誤差均隨信噪比的增加而近似線性下降，在8dB時(shí)，本文算法基本逼近理論估計(jì)曲線CRB。

表1 仿真參數(shù)

參數(shù)值

同步信道帶寬1.08 MHz

載波頻率2 GHz

子載波間隔15 kHz

采樣頻率1.92 MHz

FFT點(diǎn)數(shù)128

循環(huán)前綴長(zhǎng)度9

發(fā)送天線數(shù)/接收天線數(shù)1/1

信道模型AWGN/TU 6

頻偏5 ppm (10 kHz)

歸一化頻偏0.67

仿真的OFDM符號(hào)數(shù)目8

數(shù)據(jù)調(diào)制方式16QAM

如圖4所示在AWGN信道下，信噪比為20dB時(shí)，第8個(gè)OFDM符號(hào)經(jīng)頻偏補(bǔ)償前后的星座圖，圖4(a)為不加頻偏糾正的原始數(shù)據(jù)星座圖，如圖4(c)所示，經(jīng)粗頻偏糾正后的數(shù)據(jù)還存在一定的殘留頻偏，從而導(dǎo)致相位上的旋轉(zhuǎn)，這會(huì)影響系統(tǒng)的解調(diào)性能。此外，對(duì)比(b)和(d)可知，隨著OFDM符號(hào)序號(hào)的增加，相位偏移會(huì)越嚴(yán)重。

在TU6信道下，如圖5所示，當(dāng)終端移動(dòng)速度為0時(shí)，信道變化較慢，隨著信噪比的增加文獻(xiàn)[7~9]的方法性能變化不太，在10 dB后呈地板效應(yīng);而本文方法均方誤差近似隨信噪比增加而線性下降，沒(méi)有地板效應(yīng)。

當(dāng)終端移動(dòng)速度較快為60 km/h時(shí)，此時(shí)多普勒頻偏為111 Hz，受時(shí)變信道影響本文方法和文獻(xiàn)[7~9]方法在相同信噪比下估計(jì)方差都較0時(shí)差，此時(shí)本文方法由于多普勒頻移的存在會(huì)出現(xiàn)地板效應(yīng)。但在信噪比為5 dB時(shí)，均方誤差已經(jīng)到達(dá)10-3，基本滿足LTE系統(tǒng)的要求。

在推導(dǎo)殘留頻偏估計(jì)式時(shí)假設(shè)PSCH與SSCH之間經(jīng)歷的信道為平坦慢衰落信道，但是由于頻率選擇性衰落的影響，不同子載波上經(jīng)歷的衰落比不同，某些子載波可能處于深衰落下;另外由于時(shí)間選擇性衰落導(dǎo)致相鄰的兩個(gè)OFDM符號(hào)所經(jīng)歷的信道條件發(fā)生變化，上面兩種情況均會(huì)導(dǎo)致本文所提的殘留頻偏估計(jì)性能變差。可見(jiàn)，仿真結(jié)果與理論分析基本吻合。

6 結(jié)束語(yǔ)

本文提出了一種適用于LTE下行的殘留頻偏估計(jì)的方法。在AWGN信道下性能逼近文獻(xiàn)[3]提出的CRB下界，在TU6信道下也具有良好的性能。通過(guò)利用LTE小區(qū)搜索過(guò)程中檢測(cè)到的PSCH和SSCH序列，充分利用了同步信道的信息，并無(wú)須借助額外的信息。算法實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單、復(fù)雜度低，具有很高的實(shí)用性。

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