頻帶內ＯＳＮＲ監測法的研究

馮　雪　劉　鵬　高　敏

[摘要]現有幾種用近似值的方法來完成頻帶內OSNR的監測,介紹偏振歸零法、低頻差拍噪聲測量法、這半頻組合法、正交零差延時法來估計OSNR的方法及優缺點。

[關鍵詞]OSNR ASE PMD

中圖分類號:TP2文獻標識碼:A文章編號:1671-7597(2009)0810011-01

現在有幾種用近似值的方法來完成頻帶內OSNR的監測,一些方法是利用光信號和ASE噪聲不同的光學性質來區分光域內的信號和噪聲,如偏振歸零法[2,3]等,一些方法通過分析電域內的頻譜來估計OSNR,包括低頻差拍噪聲測量法[1]、用正交零差延時法[5]、半時鐘頻率組合監測法[6]。同樣還有其它OSNR監測法,下面論述一些頻帶內OSNR監測法:

一、偏振歸零法[2,3]

圖1描述了一個利用偏振歸零法監測OSNR的框圖。通常一路光信號會有一個清晰的偏振,而ASE噪聲是非偏振的。WDM信號和ASE噪聲穿過一個偏振控制器,后面是完成信道的選擇的可調光濾波器,光的功率由光功率計測量。當偏振控制器設置到正交偏振狀態作為輸入信號時,功率計指示到僅有ASE功率一半的最小值時稱這種情況為信號歸零。當偏振控制器設置到同樣的正交偏振狀態時,功率計顯示最大值,并且是光信號功率和ASE功率一半的和,因此,OSNR能夠利用光信號的功率和ASE功率計算出來。

頻帶內的OSNR可以通過光信號歸零法測量出來,為了提高偏振歸零法的PMD容差,可增加可調光濾波器和光電二極管或者是一個超窄帶的可調光濾波器(大約3GHz帶寬),用來改善微分群延遲小于60ps的200GHz頻帶間距的WDM信號,然而,那些附加的部件增加了監測器的復雜程度和成本,而OSNR的監測速度也會受到偏振控制器的限制。

二、低頻差拍噪聲測量法[1]

圖2說明了低頻差拍噪聲測量法。在OSNR監測模型中,上邊的路徑測量總功率(信號功率+ASE噪聲功率),下邊的路徑測量電域內的差拍噪聲功率。低頻差拍噪聲測量法是測量電域內沒有信號存在頻率部分的差拍噪聲。偽隨機二進制序列調制信號(PRBS)在低于某一確定頻率的射頻(RF)頻譜時是沒有調制信號的,所以差拍噪聲能在低頻范圍內測量,從而計算OSNR。頻率?由?=?b/L決定,其中?b是比特率,L是PRBS的編碼長度。

低頻差拍噪聲測量法的優點是它需要的元件簡單,測量低頻范圍內的差拍噪聲只需要用兩個光電探測器和一個DSP就行,在一個信道寬度為200GHz的WDM信號中當OSNR從16dB到28dB的變化范圍時監測誤差小于1dB。

低頻差拍噪聲監測法的缺點:它不一定可以應用到隨機數據上或者編碼太長的調制數據上。事實上,用真正的隨機數據并且用信號屏蔽差拍噪聲從RF譜直接獲得差拍噪聲是不可能的。

三、半頻組合法[6]

圖3所示為一個用半頻組合法分析的OSNR監測系統框圖。窄帶濾波器(25MHz帶寬)集中在一半數字時鐘頻率的中心上。RF濾波器是把信號轉換到低頻(<50MHz)部分進行信號處理,半頻組合法監測的原理是在窄帶范圍內將一半時鐘信號頻率保持近似的共軛對稱。所以在這個測量合成圖解中,信號沿著單一軸出現,而ASE噪聲存在于信道的接收端是均勻的,可以從圖表組中獲得OSNR。

半頻率組合監測法在敏感度和成本方面與寬帶電子儀器固有的窄頻帶相比具有潛在的優勢,當ASE噪聲為各向同性時,OSNR從15dB到30dB的監測范圍監測誤差小于1.5dB[6]。

這種方法不能監測到頻率間的劣化,窄帶信號只能監測到一半的時鐘信號。

四、正交零差延時法[5]

圖4所示為利用零差信號調零法的一個監測器框圖。光信號和ASE噪聲(穿過一個可調光濾波器)是通過偏振光分束器和每個光延遲路徑的調制分別進入正交延遲偏振組件。通過設置適當的時間延遲來測量頻率和兩個路徑的功率相比,通過正交零差延遲模型之后,在電域內,在頻譜的測量頻率范圍內,信號成分會被消除。

正交零差延時法的局限性:差拍噪聲的測量是在一個窄頻范圍內,這樣對OSNR的微小變化不敏感,而且對測量儀器來說需要窄帶帶通濾波器。

總結:半頻組合法和低頻差拍噪聲近似法相比零差信號調零法沒有編碼長度的限制,和偏振歸零法相比零差信號調零法更能抵制PMD,而且在一個頻帶寬度為200GHz的WDM信號中OSNR為25dB時監測誤差小于0.5dB[5]。

從以上的四種方法的評論中看出,用這幾種方法來提供帶內OSNR監測是有前景的,用新方法改善監測精度和監測響應時間仍需研究。

參考文獻:

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作者簡介:

馮雪(1978-),女,吉林四平人,助教,研究方向為:光纖通信傳輸。