單層超寬帶微帶貼片天線的設計與分析

摘要：該文提出了一種新穎超寬帶微帶天線。該天線由微帶寬槽天線的基本結構變形而來，其結構由矩形饋電微帶貼片與矩形寬槽孔貼片組成。矩形寬槽孔開在金屬GND板上，而矩形饋電貼片在介質板的另一面并在矩形寬槽孔框內偏下方。貼片與饋電線對接處采用漸變結構來達到阻抗匹配。以矩形寬槽尺寸為主構成了低頻段的等效諧振電長度，而饋電貼片尺寸構成了高頻段的等效諧振電長度。在各自的諧振頻區上，矩形寬槽與饋電微帶貼片兩者相互耦合，構成兩諧振電長度的天線疊合組成為一共面天線，從而拓展了天線的帶寬。該文運用HFSS仿真軟件，根據設定尺寸進行了仿真設計，制備了兩只不同頻段的樣品天線。仿真結果和實驗結果基本一致，表明該原理設計出的天線可實現超寬帶特性。

關鍵詞：超寬帶天線；微帶貼片天線；矩形寬槽

中圖分類號：TP391文獻標識碼：A文章編號：1009-3044(2008)36-2694-04

Design and Analysis of a Single-layer Ultra-widebandMicrostrip Patch Antenna

LI Chun-xiao， ZHENG Zheng-qi

(Department of Electronic Engineering， East China Normal University， Shanghai 20062， China)

Abstract: A new type of an ultra-wideband microstrip antenna was proposed in this paper. This antenna was deformed from the basic structure of the microstrip-wide slot antenna， which consistedof a rectangular-fed microstrip and a rectangular-wide slot.The slot was opened atthe GND board， and the feed was on the other side of the substrate. In order to achieve impedance matching， graded structure was used in this antenna .The slot was constituted the resonance electrical length of the high-range frequency point， while the feed wasthe low-range frequency point .By HFSS simulation software， according to different frequency， we worked out the size of the antennas，and two antennas were produced. The measured parameters and simulation results were similar. Thus the design principles of ultra-wideband antenna can be realized.

Key words: ultra-wideband antenna; microstrip patch antenna; rectangular-wide slot

1 引言

現在沿用的各種微帶天線具有體積小、重量輕、能與載體共形等諸多的優點。然而其相對帶寬只有10%左右，極大的影響了其廣泛應用。近年來，由于寬帶通信的需要，要求天線研究人員盡快研制成能拓寬頻帶的微帶天線，實現單體天線可在多個頻點上工作。這里本系統（安全監測系統）要求天線在3~4個倍頻程上工作，且體積盡可能小。現在已有多種類型的展寬頻帶的天線，例如添加無源貼片[1]、或者采用多層結構[2] ，或者引用L型探針[3]或分形貼片天線[4-7]等。這些方法雖然都可以有效的增加天線的帶寬，但各有缺點。采用添加無源貼片將增加了天線的面積，若采用多層結構相互耦合則增加天線的厚度，引用L型探針則需要增加接地板與輻射源之間的高度。因此這些方法都將會不同程度的增大了天線的尺寸或因拓寬頻帶而使輻射效率明顯下降。本文提出的這種超寬帶天線是由矩形寬槽和饋電微帶貼片兩天線疊合組成，其結構簡單，尺寸緊湊，沒有增加天線的厚度和體積，其輻射效率仍較高。本天線經仿真設計獲得在駐波比小于2（或S11<-10dB）時，帶寬范圍為400MHz~1200MHZ，約3個倍頻程的帶寬。另外，為了滿足Blue-Tooth和GSM頻段的要求，我們還制作了該頻段的天線，其頻段范圍約在800~2400MHz頻區內(S11<-10dB)可達到100%的帶寬。我們實際制備的兩種樣品天線其測試結果與仿真結果基本相近，因此可認為該原理設計可實現超寬帶天線。

2 天線設計原理

2.1 天線設計思路

本超寬帶天線的設計思路基于多波段天線組合[8]的設想。即將數個不同窄頻區且有可交疊響應的天線通過某種方式組合在一起，即通過調節各組合天線之間的阻抗匹配關系，使每個窄頻區天線的頻譜能夠組合在一起成為新天線的帶寬。例如有三個單極子天線，低段頻區天線A（其中心頻率為fa），中段頻區天線B（其中心頻率為fb）高段頻區點天線C（其中心頻率為fc），上述三個窄頻區天線組合后構成天線D，若阻抗匹配較好的話，D的帶寬可能要大于三個窄頻區天線的各帶寬之和，如圖1給出的示意圖。

如圖1所示，可知單元天線的帶寬有限，而多個窄頻區天線組合在一起，并通過一定的阻抗匹配網絡，可使帶寬得到拓展。

2.2 設計模型

上述設計思路，為三只單元天線分置組合為一總天線，而本設計采用數只貼片式天線疊加組合為一總天線[9]，即將等效開放諧振回路作為基本的諧振輻射單元，將矩形微帶貼片天線（偏高段諧振頻區）和矩形寬槽天線（偏低段諧振頻區）疊加組合在一起。考慮到天線與饋電間的匹配問題，在貼片底邊和矩形寬槽的底邊之間選擇適當的細縫隙可構成等效阻抗匹配的網絡。因此在GND板上開的寬槽中安置貼片，并在貼片與饋電線的對接處采用漸變的結構，以達到超寬帶匹配功能。經過反復調整并數值計算，分析所設計天線各項計算參數的變化規律，進行參數優化，最終在所需的工作頻率范圍內我們分別設計了兩個頻區的天線。分別實現400~1200MHz的天線和800~2400MHz的天線。確定天線的各自尺寸如圖2所示。（寬槽在正面/貼片在背面）

兩個頻段的超寬帶天線的頻區和尺寸，分別為：①400~1200MHz時，天線的厚度（h）為1.5mm，天線結構尺寸為 W0=345mm，W1=250mm，和W2=110mm；L0=247mm，L1=135mm和L2=62mm；

②800~2400MHz時，天線的厚度為1.5mm，結構尺寸為W0=180mm，W1=132mm和W2=60mm；L0=126mm，L1=70mm和L2=30mm。其中，W1、W2與帶寬拓展有關，L1、L2與中心工作頻率有關，d1和d2與最佳激勵有關，d3與d4與阻抗匹配有關。W0和L0為GND尺寸，分別略小于中心波長和稍大于中心波長即可。關于輻射源尺寸，由W1×L1決定。

上述尺寸與某頻區諧振電長度 (W1/2+L1)和(W2/2+L2)上的諧振電流分布有關。如圖2中所示邊框組成abcdea’ /a’e’d’c’b’a回路為開放性的輻射諧振回路（∵開放，∴回路Q值很低）。上述諧振電長度可在圖3（a）和（b）中所示的輻射諧振電流分布中表征。該天線采用介電常數為2.65，厚度為1.5mm介質板。GND板的上面有一矩形寬槽孔，在GND板的背面為一矩形貼片作為激勵元，且矩形貼片在矩形槽孔框內偏下方，仍構成開放的諧振回路。貼片與微帶線對接處采用漸變結構來達到與50 Ω主饋線阻抗匹配。

該天線結構簡單，但是其相對帶寬比普通的微帶天線要高出90%左右，這是因為矩形寬槽與貼片的疊加組合所致。

圖3貼片上低頻段（fL）電流分布圖4 貼片上 高頻段（fH）電流分布

圖3和圖4為在400~1200MHZ寬頻帶中分別分析了低頻段的貼片上的電流和高頻段的貼片上電流分布。如圖3所示為低頻段（fL=450MHz）面電流為一次諧振電流的分布，從電流方向和幅度分布可以看到矩形槽和貼片上的諧振電長度。低頻時，寬槽上有低頻諧振電流在(W1/2+L1)上1/2相波長分布，這樣可以構成此開放諧振回路的輻射極化指向，見圖3中的V極化和H極化而Vy為主。當中貼片稍下移，是為了達到與50Ω主饋線匹配，但仍可以構成圖2中abcdea' /a'e'd'c'b'a回路的諧振。

圖4所示的高頻段（fH=1100MHz)面電流為二次（或多次）諧振電流分布，從(W1/2+L1)和(W2/2+L2)回路中可看出其二次諧振電流分布。這里二次諧振的Q值將下降，則其響應頻寬可拓展而略寬于低頻段的一次諧振的Q值的頻寬。其極化分布仍以Vy為主。以電流分布來看，該結構天線有一定的交叉極化極化分量存在。

從圖3和圖4可知，以寬槽(W1/2+L1)和貼片(W2/2+L2)構成的諧振組合回路，可大大拓展該天線的工作帶寬。這里，若將b/b'角和e/e'角（見圖2）變為弧線，還可使帶寬再拓展一點。

3 數值計算和分析

3.1400~1200MHz天線的數值計算和分析

為了得到天線的最優尺寸，本文使用HFSS計算軟件對天線進行了優化仿真，在仿真的過程中發現，在L1/L2和W1/W2按相波長尺寸確定后，分別調整矩形槽與饋電貼片之間的相對距離d1，調整漸變高度d2，調整饋電間隙d3以及饋電點位置d4，它們對天線性能參數S11的影響比較大，即d1和d2對寬槽最佳激勵和電流最佳分布與頻率響應有很大關系，其中d3和d4與主饋線匹配有很大關系。通過大量的優化計算，最后得到d1=68.8mm、d2=2.5mm、d3=4.7mm、d4=11mm時可滿足頻響區的要求，而且VSWR參數性能最好。天線的各性能仿真參數如下圖5和圖6所示。

從仿真的增益頻響分布圖可以看出天線在低頻段如450~620MHz時的增益較低（約1.6dBi），在高頻段如1000~1200MHz時增益較高（約5.8dBi）。現將圖6中所標注的a、b兩頻點處的E面和H面的方向圖在圖7和圖8中表示。

從上圖5~圖8可知，因為超寬帶工作隨著工作頻區下降，天線的增益隨之下降，而主波束寬度則隨之稍有擴寬。其高頻段增益相對較高，這是因為輻射口徑面隨波長縮短而有所相對增大之故（即輻射口徑面以波長為單位時）。

3.2800~2400MHz天線的數值計算和分析

與上述400~1200MHz天線采用同樣的方法，我們還設計了800~2400MHz單層超寬帶天線，以滿足無線接入系統的需要。為此，設定了W1/W2和L1/L2的尺寸以及在 d1=23mm、d2=3mm、d3=4mm、d4=8mm時滿足頻響區的要求，實測結果S11參數性能很好。此時得到的仿真結果如圖9所示：

從圖10的仿真增益曲線圖中，可以看出，在1000~2500MHz范圍內天線的增益在3~6.5dBi范圍內起伏。該起伏是由于方向圖部分分裂所引起的，圖示a、b兩點方向圖見圖11、12中所示。

圖11f=1000MHz時仿真增益方向圖 圖12f=2400MHz時仿真增益方向圖

從上面的方向圖可以知道在低頻段的范圍內，因H面為準全向性，故OZ軸波束指向的增益相對較低。但在高頻段內，因口徑面的波長數增加故H面變為趨于有指向性，而E面則更有指向性，故增益相對較高。

3.3 兩種天線的比較

這里特設計兩個天線，其一為400~1200MHz頻段的，另一為800~2400MHz頻段的，其設計原理基本相同，都是采用多天線的組合原理，使天線的頻寬得到拓展。但其各自主尺寸間比例略有不同，其增益分布和方向圖也必有差異，此差異對設計該類天線時頗有參考價值。

兩者都是在高頻區增益相對較高，而在低頻段區增益相對較低。但后者高頻部分增益較前者的稍高，這是由于前者貼片的W2/L2之比大于后者貼片的W2/L2比值，即后者貼片相對較扁些。還有可以從圖3中分析，上述內容表征在其面電流分布引入的Vy分量有差異所致。

4 實驗數據和分析

按照上述模型設計制備了兩種尺寸的天線，兩種天線的實物樣品見圖13與圖14所示。

圖13400~1200MHz樣品天線圖14800~2400MHz 樣品天線

用Anritsu公司的MS331駐波儀對樣品天線的駐波特性進行測量，測試結果見圖15、圖16：

圖15400~1200MHz天線實測駐波曲線 圖16800~2400MHz天線實測駐波曲線

用Anritsu公司的MS2711A頻譜儀對400~1200MHz樣品天線分別在f=450MHz和f=1000MHz兩頻點上的方向性進行了測試，測試結果見圖17、圖18：

圖17f=450MHz頻點，實測400~1200MHz天線方向圖18f=1000MHz頻點，實測400~1200MHz天線方向

實驗結果與仿真的結果基本相近（只是低頻段仿真的H面輻射呈全向性，而實際的H面輻射呈準全向性）。出現的差異，分析其原因，可以認為仿真結構環境在理想狀態下進行的，而實際制備過程不可能與仿真的完全一樣；還有最佳饋電位置是在距離邊界11mm處，而實際同軸電纜內接頭的直徑約為2mm，為了將其固定在合適的位置，則不可能使得饋電點的位置與仿真的完全一樣（事實證明，此微小變化影響較大）。

5 結論

通過對該天線設計和實測結果，發現主尺寸W1/W2和L1/L2確定后，微調小尺寸d1/d2和d3/d4（即適當的調整其相對位置），可以顯著擴展天線的帶寬。

本文所研制的寬槽貼片天線具有結構簡單、易于加工等優點，而且在整個頻帶內具有較穩定的增益和輻射特性。樣品天線實測參數和仿真結果基本相近，這是一種良好的超寬帶天線。

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