一種低溫度系數(shù)帶隙基準(zhǔn)源設(shè)計

馬 哲，王 淪

（中國電子科技集團(tuán)公司第四十七研究所，沈陽110032）

一種低溫度系數(shù)帶隙基準(zhǔn)源設(shè)計

馬 哲，王 淪

（中國電子科技集團(tuán)公司第四十七研究所，沈陽110032）

采用兩個三級管基極－發(fā)射極串聯(lián)的帶隙基準(zhǔn)可以降低運(yùn)放失調(diào)電壓的影響，但是在CMOS工藝中，三級管的正向電流放大倍數(shù)β很小，導(dǎo)致三極管基極電流的分流會對發(fā)射極電流產(chǎn)生很大影響，帶隙基準(zhǔn)輸出存在較大溫漂。為了解決這個問題，提出了一種帶基極電流補(bǔ)償?shù)牡蜏囟认禂?shù)帶隙基準(zhǔn)源電路。電路設(shè)計采用TSMC 0．25μm工藝，經(jīng)過spectre仿真驗(yàn)證，進(jìn)行－55℃－125℃的溫區(qū)掃描，基準(zhǔn)隨溫度變化范圍為1．85mV，相應(yīng)的溫漂系數(shù)為8．44ppm／℃，加入基極電流補(bǔ)償電路后電源電流只增加了0．5μA。

帶隙基準(zhǔn)；低溫度系數(shù)；基極電流補(bǔ)償

1 引 言

電壓基準(zhǔn)源被廣泛應(yīng)用于模擬及數(shù)模混合集成電路中，作為一個獨(dú)立的功能模塊其性能決定了整個芯片的的可靠性。電壓基準(zhǔn)源的電路結(jié)構(gòu)有很多種，帶隙基準(zhǔn)源作為電壓基準(zhǔn)的一種結(jié)構(gòu)，一直被廣泛應(yīng)用。

傳統(tǒng)的帶隙基準(zhǔn)利用兩個PN結(jié)串聯(lián)的結(jié)構(gòu)降低運(yùn)放的輸入失調(diào)電壓影響，通常采用兩個PNP三極管實(shí)現(xiàn)，一個PNP三極管的基極相連到另外一個PNP三級管的發(fā)射極。但是由于CMOS工藝中三極管的電流放大倍數(shù)較小，相應(yīng)的基極電流較大，致使發(fā)射極到集電極電流存在基極電流分流現(xiàn)象，導(dǎo)致基準(zhǔn)的輸出溫度系數(shù)較大。為了解決由于基極電流存在而造成的輸出干擾，提出了一種帶基極電流補(bǔ)償?shù)牡蜏囟认禂?shù)帶隙基準(zhǔn)電路。

2 傳統(tǒng)帶隙基準(zhǔn)電路設(shè)計

傳統(tǒng)帶隙基準(zhǔn)電路的設(shè)計采用兩個具有相反溫度系數(shù)的量以適當(dāng)?shù)臋?quán)重相加，結(jié)果顯示出零溫度系數(shù)。由于雙極晶體管的基極－發(fā)射極電壓具有負(fù)溫度系數(shù)，而兩個雙極晶體管的基極－發(fā)射極電壓的差值與絕對溫度成正比，那么利用這兩個正、負(fù)溫度系數(shù)的電壓就可以設(shè)計出一個令人滿意的零溫度系數(shù)基準(zhǔn)［1］。傳統(tǒng)的帶隙基準(zhǔn)電路圖如圖1所示。

圖1中A1為運(yùn)算放大器，保證運(yùn)放兩端電壓相等；M1與M7、M2與M8、M3與M6、M4與M9以及M33與M34為共源共柵電流源，為電路工作提供偏置電流，其相互為鏡像關(guān)系；Q1與Q2的發(fā)射極面積為A，Q3與Q4發(fā)射極面積為nA，其差值與R1的比提供一個正溫度系數(shù)的電流；Q7發(fā)射極面積為A，提供負(fù)溫度系數(shù)電壓；R1、R2為消除溫度系數(shù)的比例因子。

圖1 傳統(tǒng)帶隙基準(zhǔn)電路圖

負(fù)溫度系數(shù)的推導(dǎo)過程如下：

為了減少運(yùn)放A1失調(diào)電壓的影響，通過采用兩個PNP三極管串聯(lián)的形式。PNP三極管的發(fā)射極與基極的電壓VBE為：

假設(shè)IC保持不變，VBE對溫度T求導(dǎo)數(shù)。

公式（2）給出了給定溫度T下基極－發(fā)射極電壓的溫度系數(shù)。

正溫度系數(shù)電壓的推導(dǎo)公式為：

忽略基極電流的情況，可以得到三級管Q1與Q3集電極電流相等，Q2與Q4集電極電流相等。那么由公式（3）可以得出：

因此，通過正負(fù)溫度系數(shù)相加得到輸出基準(zhǔn)電壓如公式（5）所示：

只要合適的選取K1與K2的值，就可以得到零溫度系數(shù)的基準(zhǔn)輸出。

實(shí)際電路中，由于基極電流的存在，Q1與Q3以及Q2與Q4的集電極電流是不相等的，電流的具體走線圖如圖2所示，通過圖2可以得到：

將公式（6）～（11）帶入公式（3）中可以得到：

公式（12）中，集電極電流IC2與IC4近似相等，因此得出公式（13）。

通過公式（13）可以看出，與忽略基極電流情況相比，公式中引入了基極電流（括號中的第二項(xiàng)）。由于基極電流IB1及IB3的不確定性，將會產(chǎn)生基準(zhǔn)輸出不穩(wěn)定［2］。

3 低溫度系數(shù)帶隙基準(zhǔn)電路設(shè)計

針對以上推導(dǎo)過程中出現(xiàn)的基極電流造成基準(zhǔn)電壓輸出問題，提出了一種基極電流補(bǔ)償電路，通過對IB1及IB3進(jìn)行電流補(bǔ)償，抵消公式13中不確定因子，得到低溫度系數(shù)基準(zhǔn)電路?；鶚O電流補(bǔ)償電路如圖2所示。

圖2 基極電流補(bǔ)償電路

圖2只是基極電流補(bǔ)償電路的一部分，對面積為nA的Q3進(jìn)行補(bǔ)償。由于對面積為A的Q1基極電流補(bǔ)償電路與Q3基極電流補(bǔ)償原理相同［3］，這里只介紹圖2工作原理。Q5為Q3基極電流采樣管，通過Q5的基極電流的大小特性與Q3基極電流相同。那么通過共源共柵電流鏡的鏡像將Q3的基極電流通過M5管的漏極輸出，記為InA。圖中，Vbias1為運(yùn)算放大器的輸出端，Vbias2為共源共柵管的偏置電壓。低溫度系數(shù)帶隙基準(zhǔn)電壓整體工作圖如圖3所示。

圖3 低溫度系數(shù)帶隙基準(zhǔn)電壓整體電路圖

基極電流補(bǔ)償?shù)膸痘鶞?zhǔn)電路整體結(jié)構(gòu)如圖3所示，由帶隙基準(zhǔn)核心電路及兩個基極電流補(bǔ)償模塊組成。保證所有共源共柵電流鏡為鏡像關(guān)系，通過推導(dǎo)可以得出：

根據(jù)電流走向依據(jù)基爾霍夫電流規(guī)則，可以得到：

由于Q4與Q2的集電極電流相等，那么公式（18）可以轉(zhuǎn)換為：

公式（19）可以得到與基極電流無關(guān)的電壓差與理想情況下得到的公式（4）相同，由于將基極電流消除，因此將發(fā)射極電流分流造成的基準(zhǔn)電壓溫度漂移現(xiàn)象消除。

4 仿真結(jié)果

圖4、圖5為采用基極電流補(bǔ)償前后的溫漂特性對比。圖4為沒有采用基極電流補(bǔ)償電路的輸出電壓隨溫度變化曲率；圖5為采用基極電流補(bǔ)償電路后輸出電壓隨溫度變化曲率。進(jìn)行－55℃－125℃的溫區(qū)掃描，在全溫區(qū)范圍，圖4顯示基準(zhǔn)隨溫度變化范圍為2．7mV，相應(yīng)的溫漂系數(shù)為12．35ppm／℃；在全溫區(qū)變化范圍內(nèi)，圖5顯示基準(zhǔn)隨溫度變化范圍為1．85mV，相應(yīng)的溫漂系數(shù)為8．44ppm／℃。

圖4 未采用基極電流補(bǔ)償電路輸出結(jié)果

圖5 采用基極電流補(bǔ)償電路輸出結(jié)果

基于以上存在說明，由于帶隙基準(zhǔn)電路中基極電流的不可忽略性而導(dǎo)致的基準(zhǔn)溫度特性差的現(xiàn)象，提出一種基極電流補(bǔ)償技術(shù)，通過共源共柵電流鏡及基極電流采樣三級管，能夠?qū)崿F(xiàn)補(bǔ)償與基極電流大小及特性相同的基極電流。通過實(shí)際電路驗(yàn)證結(jié)果的對比，發(fā)明的基極電流補(bǔ)償電路對基準(zhǔn)輸出的溫度曲線改善的效果是明顯的，因此，可以得到穩(wěn)定性很高的帶隙基準(zhǔn)輸出。

5 結(jié)束語

帶隙基準(zhǔn)廣泛應(yīng)用于模擬及數(shù)?；旌霞呻娐分小Ｍㄟ^采用基極電流補(bǔ)償技術(shù)提高了基準(zhǔn)輸出穩(wěn)定性，提出了一種低溫度系數(shù)的帶隙基準(zhǔn)電路。電路采用TSMC 0．25μm工藝，通過仿真驗(yàn)證在－55℃到125℃的溫度變化范圍內(nèi)，輸出溫漂為1．85mV，相應(yīng)的溫漂系數(shù)為8．44ppm／℃。通過仿真結(jié)果可以看出，此款電路具有很高的應(yīng)用價值。

［1］ Razavi B．Design of analog CMOS integrated circuits［M］．Mc－Graw－Hill，2002．

［2］ FIORIF，CROVETTI P S．A new compact temperature compensated CMOS current reference［J］．IEEE Transaction on Circuits and Systems，2005，52（11）：724－728．

［3］ KHAN Q A，WADHWA SK，MISRI K．Low power startup circuits for voltage and current reference with zero steady state current［C］．Proceedings of the 2003 International Symposium on Low Power Electronics and Design．New York：ACM，2003：184－188．

Design of Low Temperature Coefficient Bandgap Reference

Ma Zhe，Wang Lun
（The 47th Research Institute of China Electronics Technology Group Corporation，Shenyang 110032，China）

The effect，caused by the input offset of the operational amplifier，can be reduced by the utilization of two bipolar in series in bandgap references．But in CMOS process，the forward beta is so small that the current of base has a significant effect on the collector current，which leads to a large drift for the reference voltage．To solve this problem，a base current compensating technique is proposed in a low temperature coefficient bandgap reference．The circuit adopts TSMC 0．25μm process，the simulation results show that the temperature coefficient is 8．44ppm／℃，the reference drift 1．85mV within－55℃to 125℃．The current of the power only increases 0．5 μA after adopting base current compensation circuit．

Bandgap references；Low temperature coefficient；Base current compensation

10．3969／j．issn．1002－2279．2015．04．003

TN47

A

1002－2279（2015）04－0008－03

馬哲（1981－），男，遼寧沈陽人，工程師，主研方向：微電子。

2014－10－31