纖巧型控制器簡化大電容器充電

引言

應急警示信標、庫存控制掃描儀、專業照相閃光燈和許多其他系統都是通過向換能器輸送一個能量脈沖來工作的。該能量通常來自于一個已被充電至某預定電壓的大電容器。

LT3750是一款電流模式反激型控制器，專為把大容量電容器充電至一個用戶選定的目標電壓而優化。該目標電壓由反激變壓器的匝數比和一個簡單的低電壓網絡中區區兩個電阻器來設定，因而無需把元件連接至高電壓輸出端。充電電流由一個外部檢測電阻器來設定，并進行逐周期監視。LT3750采用節省空間的MSOP-10封裝。該器件與各種控制電路兼容，并備有一個簡單的接口(包括一個CHARGE命令輸入位和一個漏極開路DONE狀態標志)。這兩個信號均與大多數數字系統兼容，并可耐受高達24V的電壓。

簡單的300V、400μF充電器

圖1給出了LT3750電路的示意圖該電路可把一個400μF電容器充電至一個300V的目標電壓。1：10的T1匝數比和R1、R2電阻器將目標電壓設定為300V，而R4功率電阻器則把峰值充電主級電流設定為7．5A。該電路從一個12V電源獲得工作電壓，可在1．04秒的時間里把400pF電容器充電至300V，如圖2所示。

設計考慮

該架構很好地兼顧了高集成度和靈活性，而把關鍵參數留給用戶來規定。在完成一項設計的過程中，應予以考慮的重要問題是輸入電容器的大小、變壓器的結構和輸出二極管的選擇。

功率級輸入電容器

在每個開關周期中，LT3750將測量其RV_OUT引腳上的電壓，以確定變壓器T1的反激電壓。它還測量其V_TRANS腳上的信號，這是功率轉換級輸入端上的電壓。這兩個信號的電壓差(用于補償T1變壓器匝數比和D1整流二極管)將產生輸出電壓。為了獲得一個準確的結果，LT3750的V_TRANS輸入端上的信號應最佳地反映功率級輸入的DC電位，這一點很重要。因此，必須適當地選擇功率轉換級輸入端上的電容，以使V_TRANS輸入端上的紋波電壓不致過大。圖1所示電路中的電容器組實際上由5個電容器構成。引是一個用于提供大部分能量的150F電解電容器，C2是3個用于提供高開關電流的低ESR22F陶瓷電容器，而C3是用于提供至LT3750的本機去耦的低ESR 10F陶瓷電容器。為了獲得最佳的效果，應把C1和C2放置在盡可能靠近T1的地方，而將C3布設在盡可能靠近LT3750上的V_TRANS引腳的地方。

變壓器

除了匝數比之外，在選擇變壓器還需要牢記兩個問題。首先：變壓器次級的構造必須能夠承受與電容器充電操作有關的正電壓和負電壓的電位。該耐壓不同于額定隔離電壓。在采用圖1所示電路的場合，沒有隔離電壓要求，因為T1的主級和次級被連接巨同一個接地參考點。然而，次級繞組將承受輸出電位(或300V)，在選擇與如此高的電壓相關的參數(例如：引腳間距和導線絕緣)時必須謹慎。

另一個需要謹記的變壓器參數是主級電感。主級電感決定了工作頻率范圍、輸入電流紋波和磁芯損耗，所有這些都會影響到電容器的充電時間和效率。圖2所示的充電曲線針對的是一個采用主級電感為10H的變壓器的電路。圖3示出了同一個電路的充電曲線，不過此時主級電感大多了(51H)。請注意，51H變壓器的充電時間比10H變壓器的長。

表1歸納了采用3種不同T1主級電感時LT3750電路的輸入充電電流和充電時間，其中，15H器件給出了最佳的結果。

輸出二極管

最后，在選擇輸出整流二極管時需考慮高AC電壓，這一點很重要。圖1所示電路具有一個300V輸出，但是，當MOSFETQI導通時，輸出整流二極管必須承受的電壓＝輸出電壓+變壓器次級兩端的電壓。在該場合中，這兩個電壓的和約為500V。這是一個很高的電壓，不過，有許多制造商都生產出了適合該應用的開關二極管。

雖然實現板級空間的最小化是很重要的，然而，設計師必須選擇一個不會導致違反旨在保證安全性和可生產性的間隔要求的器件。根據1998年2月發表的IPC-2221《有關印刷電路板設計的通用標準(Generic Standard on Printed Circuit Board Design)》中的表6—1“電導體間隔”，在工作環境低于海拔3050米的未涂覆印刷電路板上，具有高達500V電位的導體之間的最小間隔一定不得小于2．5mm。必須選擇合適的輸出二極管，以確保二極管襯墊之間的最小間隔至少為2．5mm。

圖1 所示電路采用了一個MURS160，諸如Diodes Inc和Vishay等多家制造商都可提供該產品。它是一款超快速恢復整流器，并具有一個600V的額定峰值重復反向電壓。該工極管采用SMB封裝，從而可使襯墊之間的邊緣至邊緣間隔高達3mm。